Układy analogowe

5/17/2018 Uk ady analogowe - slidepdf.com

http://slidepdf.com/reader/full/uklady-analogowe 1/138

Układy analogowe. Skrypt ZSE w Krakowie.

- 1 -

1.0.Wzmacniacze małosygnałowe .1.1.Dobieranie punktu pracy tranzystora bipolarnego

do pracy w klasie A.

Aby prawidłowo dobrać punkty pracy tranzystora w układzie wspólnegoemitera oraz aby wzmacniacz spełniał warunki pracy w klasie A posłużymy się charakterystykami tranzystora. Niezbędnym jest także wyjaśnienie pojęcia klasy pracy wzmacniacza.

Rys.1.1.1

Na powyższym rysunku przedstawiona została rodzina charakterystyk tranzystora wraz z przykładowo wybranym punktem pracy oznaczonym literą “A”. Naniesione zostały również sygnały; wejściowy, z jego maksymalną wartością napięcia UBE i wyjściowy, z jego maksymalną wartością UCE. Jednocześnie na

charakterystykach naniesione są punkty charakterystyczne prostej obciążeniatj.napięcie maksymalne UCE równe napięciu zasilania dla stanu odcięciatranzystora (jego zatkania) oraz maksymalny występujący w układzie prądkolektora Icmax. W oparciu o przedstawione charakterystyki i sposób

wzmacniania sygnału łatwo możemy stwierdzić, że przyjęcie punktu pracyw miejscu oznaczonym literą “A” pozwala na wzmacnianie sygnału bezzniekształceń. Gdyby punkt pracy znajdował się niżej zajdzie sytuacja przedstawiona na poniższym przykładzie.




- 2 -

Rys. 1.1.2.

Jak widać na powyższych charakterystykach punkt pracy został przyjętydosyć blisko punktu odcięcia tranzystora. W efekcie po podaniu sygnału

wzmacnianego ruch punktu pracy jest znacznie ograniczony co powoduje brak odtwarzania i wzmacniania jednej z połówek sygnału. Oznacza to wyraźnezniekształcenie sygnału wyjściowego. Ten rodzaj pracy nosi nazwę pracywzmacniacza w klasie “B”. Dalsze przesuwanie punktu pracy w kierunku odcięcia prowadzi do pracy w klasie “C” lub nawet “D”. Należy zadać sobie pytanie po costosujemy pracę wzmacniacza w tak “niedogodnych” klasach.

Przyjrzyjmy się jeszcze raz charakterystykom pracy wzmacniaczaw klasie “A”. W chwili gdy mamy do czynienia ze stanem bezsygnałowym (punkt“A”) przez tranzystor płynie prąd równy około połowie prądu maksymalnego zaś

na jego wyjściu mamy napięcie kolektor-emiter równe połowie napięcia zasilania.Oznacza to, że w stanie bezsygnałowym straty mocy na tranzystorze sięgają połowy mocy układu. Sprawność takiego wzmacniacza jest więc mniejsza od 50%.Dla wzmacniaczy małej mocy nie stanowi to problemu, lecz gdy mamy doczynienia ze wzmacniaczami mocy rzędu kilku lub nawet kilkuset watów zaczynato stanowić poważny problem. Wtedy należy zastanowić się straty mocy, czygorsza jakość sygnału wyjściowego.

1.2. Obliczenia układu wzmacniacza WE w klasie “A”.Podstawowy układ wzmacniacza w układzie wspólnego emitera wygląda




- 3 -

jak poniżej. Jest on zbudowany z możliwie najmniejszej ilości elementów lecz jego przydatność ocenimy pod koniec naszych rozważań.

Rys. 1.2.1

Obliczenie takiego układu jest niezwykle proste. Pamiętając z poprzedniegorozdziału, że praca układu w klasie A oznacza w stanie bezsygnałowym napięcieUCE równe połowie napięcia zasilania znamy spadek napięcia na rezystorze

kolektorowym. Musi on wynosić również połowę napięcia zasilania. Z kataloguodczytujemy pozostałe potrzebne nam wielkości. Aby obliczać układ wzmacniaczaoczywistym jest również wprowadzenie założeń parametrów tego wzmacniaczatakich jakie nam odpowiadają w praktycznym zastosowaniu układu. Jest to

z reguły prąd kolektora oraz napięcie zasilania. Do tych parametrów dobieramyodpowiedni tranzystor.

W powyższym układzie przyjmujemy prąd kolektora IC oraz napięcie

zasilania UCC. Z katalogu gdzie dobieramy odpowiedni tranzystor np. BC-107

odczytujemy współczynnik h21e czyli i możemy przystąpić do obliczeniaelementów składowych układu.

Wiemy, że spadek napięcia na rezystorze kolektorowym :

a stąd: R UICCC

C

2

Prąd bazy jest jak wiemy razy mniejszy od prądu kolektora zaś spadek napięciana rezystorze bazowym jest różnicą napięcia zasilania i napięcia baza-emiter tranzystora.

Stąd też obliczamy:

II

BC

a spadek napięcia na rezystorze bazowym :




- 4 -

URB = UCC – UBE

rezystor bazowy obliczymy więc z zależności:

R

U U

I

U

IB

CC BE

B

CC

C

0 7.

Dla przykładu obliczmy taki układ.

Zakładamy następujące dane układu: prąd kolektora: IC = 2[mA], napięcie zasilania: UCC = 10[V].

Teraz z katalogu dobieramy odpowiedni tranzystor jest to najbardziej popularnytranzystor małej mocy; BC-107 o współczynniku wzmocnienia 200.

Rezystor kolektorowy: R

U

I k C

CC

C 2

10

2 2 10 2 53 , [ ]

Prąd bazy : A10200

102II

3B

B

a rezystancja opornika bazowego

R U

IMB

CC

B

0 7 10 0 7

10 101

6

, ,[ ]

Dobrane elementy zapewnią prawidłową polaryzację tranzystora tak aby znajdował

się on w klasie “A”. Czy jednak praca takiego układu zapewnia dobre parametrywzmacniacza.Wyliczony przez nas opornik bazowy, a więc decydujący o parametrach układuwynosi 1[Mco jest znaczną wartością. Oporniki tego rządu charakteryzują się znacznymi rozrzutami parametrów w tym termicznych oraz znacznym poziomemszumów. Oznacza to wysoce niestabilną prace układu oraz znaczny poziomszumów na wyjściu wzmacniacza. Na dodatek dodatkowym punktemniestabilności termicznej układu jest sam tranzystor. na skutek prądu płynącego przez jego złącza nagrzewa się co powoduje wzrost prądu tranzystora zmianę

napięcia UBE a co za tym idzie przesunięcie się punktu pracy w kierunku klasy“B”. Na dodatek w układzie tym nie mamy możliwości separacji składowychstałych od zmiennych, czyli wzmacniacz jest typowym układem wzmacniacza prądu stałego.Aby uniknąć tych przykrych objawów wzmacniacz musi zostać skonfigurowanynieco inaczej. Układ przedstawiony poprzednio bywa stosowany w najprostszychwzmacniaczach o niewielkich wymaganiach, najczęściej gdy potrzebny jest namnp. klucz tranzystorowy. Zajmijmy się więc układem który jest pozbawiony wadukładu poprzedniego i zapewni nam zarówno stabilny punkt pracy wzmacniacza

jak i optymalne jego parametry.Układ taki przedstawiamy na poniższym schemacie.




- 5 -

Rys. 1.2.2

Układ jak widać został znacznie rozbudowany, przybył rezystor emiterowy R E. Pełni on niezwykle istotną rolę ujemnego sprzężenia zwrotnegostabilizującego temperaturowo układ naszego wzmacniacza. Zwróćmy uwagę również na potencjometryczny sposób polaryzacji bazy tranzystora. Ten sposób polaryzacji pozwala stosować rezystory o mniejszych wartościach a jednocześnie pozwala na uzyskanie stabilnego napięcia na bazie tranzystora.. W połączeniuz rezystorem emiterowym stabilizuje to punkt pracy. Jak przebiega ta stabilizacja.Wyobraźmy sobie, że obliczony o prawidłowo dobranych elementach wzmacniaczuruchamiamy w temperaturze pokojowej. Prąd płynący przez rezystor emiterowy

jest zgodny z naszymi założeniami. Prąd ten wywołuje spadek napięcia URE który zsumowany z napięciem UBE jest równy napięciu na bazie tranzystora czyli

spadkowi napięcia na rezystorze bazowym R B2. Jeżeli teraz na skutek wzrostutemperatury tranzystora wzrośnie prąd emitera spowoduje to wzrost spadkunapięcia na rezystorze emiterowym R E. Pamiętając, że spadek napięcia na

rezystorze bazowym R B2 jest stały stwierdzamy nieuniknione zmniejszenie się

napięcia UBE. Ten spadek napięcia baza-emiter spowoduje zmniejszenie się prądu

emitera (mniejsze wysterowanie tranzystora) i powrót układu do ustalonych

pierwotnie warunków pracy. Aby jednak to zjawisko przeciwdziałania zmianom prądu w obwodzie kolektor - emiter nie zachodziło w czasie wzmacnianiasygnałów użytecznych koniecznym stało się odsprzęgnięcie układu dla składowychzmiennych kondensatorem emiterowym CE. Dodatkowo układ został wyposażony

w dwa kondensatory sprzęgające; kondensator wejściowy C1 i kondensator

wyjściowy C2. Kondensatory te odcinają składowe stałe na wejściu i wyjściuwzmacniacza. Oznacza to, że nasz wzmacniacz jest wzmacniaczem napięćzmiennych w odróżnieniu od wzmacniaczy stałoprądowych nie posiadającychkondensatorów sprzęgających.Obliczenia tego układu wzmacniacza przebiegają podobnie jak w poprzednim




- 6 -

przykładzie, choć są nieco bardziej złożone.

Obliczenia:Jeżeli przyjmiemy za podstawowe parametry:

Prąd kolektora: np. niech to będą 2[mA], napięcie zasilania 15[V]Tranzystor - przyjmujemy BC-107 wystarczający dla naszych celów, z kataloguodczytujemy jego współczynnik wzmocnienia = 200. Wiemy, że aby tranzystor pracował w klasie “A” jego napięcie kolektor-emiter

UCE =1

2 UCC = 7,5[V]

Napięcie baza-emiter z katalogu przyjmujemy 0,7[V] zaś spadek napięcia narezystorze emiterowym przyjmujemy standardowo 0,1 UCC czyli URE = 1,5[V].

Rezystor kolektorowy obliczymy z zależności:

R CUCC UCE URE

ICk

15 7 5 1 5

2 10 36

210 3 3

, ,[ ]

Rezystor emiterowy:

R U

I I

U

IERE

C B

RE

C

15

2 107503

,[ ]

W powyższym obliczeniu można było pominąć prąd bazy gdyż jest on 200 razy

mniejszy od prądu kolektora co wprowadza błąd rzędu 0,5% (przy tolerancjioporników 10-20%) a więc do pominięcia. Ale przy obliczeniach z tranzystorami mocy robić tego nie wolno.Aby obliczyć dzielnik polaryzujący bazę wprowadzamy pojęcie prądu dzielnika płynącego przez rezystor R B2. Przyjmuje się go jako ID = (2-10)IB. Oczywiście

znowu należy robić te założenia ostrożnie. Przy małych prądach bazy może to być10IB ale dla tranzystorów mocy gdzie prądy bazy są nawet rzędu amperówmusimy przyjąć znacznie mniej. W naszym przypadku :

I I AD B 10 10 10 10 1006 [ ]




- 7 -

Mamy prądy płynące przez rezystory dzielnika, spadki napięcia od tych prądów :

W ten sposób mamy obliczone wszystkie rezystory układu. A jak dobieramy pojemności wejściową, wyjściową oraz emiterową. Tutaj musimy rozpatrzyćdodatkowo sprawę rezystancji wejściowej, wyjściowej układu oraz oddziaływanierezystora emiterowego i jego kondensatora połączonego z nim równolegle. Abyokreślić parametry rezystancyjne naszego układu posłużymy się jego schematemzastępczym oczywiście pamiętając, że źródło napięcia ma rezystancję wewnętrzną

idealnego źródła czyli równą zeru.

Rys. 1.2.3.Jak widać z powyższego schematu rezystancja wejściowa:

be2B1Bwe r R R r oraz CECOwy r R R r

Rozpatrując wielkości rezystorów połączonych równolegle możemy napisać bezwiększego błędu, że:

r we = r BE oraz r wy = R CKondensatory dobieramy teraz ze znanej zależności dotyczącej częstotliwości

granicznej (spadek ch-ki o 3[dB]) dla filtru RC:

URB URE UBE V

R BURB

IDk

URB UCC URB V

R BURB

IB IDk k

2 15 07 22

22 22

100 10 622

1 2 15 22 128

11 128

110 10 6116 110

, , , [ ]

,[ ]

, , [ ]

, [ ]




- 8 -

f gd=1

2 RC

W naszym przypadku rezystorem jest rezystancja wejściowa wzmacniacza czylir

BE.

f gd 1

2 1 r Cwea stąd C

f r gd we1

12

gdzie f gd to częstotliwość graniczna dolna.

Dla pojemności wyjściowej zależność musi zawierać oprócz rezystancjiwyjściowej także przewidywaną rezystancję obciążenia.

f r R C C r R f gd wy wy gd

1

2

1

20 2 2 0 ( ) ( ) Aby teraz określić pojemność kondensatora emiterowego liczymy:

)R h(f 2

hC

Ge11gd

e21E

Jak widać we wzorze pojawiła się rezystancja generatora. Jest to oczywiste ponieważ rezystancja wewnętrzna generatora jest widziana od strony opornikaemiterowego jako rezystancja szeregowo połączona z rezystancją złącza emiter - baza czyli r BE.

Obliczmy teraz te wielkości dla naszego rozpoczętego już przykładu.

Cf r gd we

11

2

=

dla przyjętej rezystancji r BE = 2[k

C r R f F]wy gd

20

1

2

1

2 314 3000 1000 100 0 47 ( ) , ( ) , [

gdzie rezystancja R o czyli rezystancja obciążenia została przyjęta jako 1[k , a w

obu przypadkach dolna częstotliwość graniczna to f gd = 100 [Hz]. Ponieważ układnasz musi być pobudzany z jakiegoś źródła sygnału (ćwiczenia w pracownielektronicznej) przyjmiemy jego rezystancję zgodnie z parametrami technicznymina 50 []. Kondensator emiterowy będzie więc wynosił:




- 9 -

Ch

f h R FE

e

gd e g

21

112

200

2 314 100 2000 50150

( ) . ( )[ ]

W ten sposób mamy obliczone podstawowe elementy naszego układu. Należyteraz zastanowić się nad pasmem jakie nasz wzmacniacz przenosi. Przypomnijmyco nazywamy pasmem przenoszenia. Na poniższym wykresie uwidocznione są najbardziej znaczące punkty charakterystyki amplitudowo - częstotliwościowejwzmacniacza.

Rys.1.2.4

Dolną częstotliwość graniczną f gd wybraliśmy sami i używaliśmy jej do obliczenia pojemności wejściowej, wyjściowej i emiterowej. A co z górną częstotliwością graniczną f gg. Tutaj największą rolę spełniają dwa czynniki; pojemności złączowetranzystora oraz pojemności montażowe układu. Podobnie jak w poprzednich przykładach układ traktujemy jako rodzaj filtru RC

Rys. 1.2.5.stąd też częstotliwość górna graniczna wyraża się wzorem:

)CC(R 2

1f

UCECgg




- 10 -

W naszym przypadku dla tranzystora BC-108 (107 - 109) pojemność CCE

zgodnie z katalogiem wynosi około 2,5 [pF]. Natomiast pojemność układu Cu musimy oszacować jako mocno przybliżoną. Dla układów amatorskich przyjmujesię ją w granicach 200 - 500 [pF]. Na wartość tej pojemności wpływ ma sposób

prowadzenie przewodów lub ścieżek przewodzących, ich wzajemne rozłożenie,staranność montażu i jakość użytych elementów. Możemy więc przyjąć, że górnaczęstotliwość graniczna wyniesie:

f MHzgg

1

2 314 2000 2 5 400 100 0000002 10 2

1212

. ( , ), [ ]

A jak wygląda wzmocnienie układu.Wzmacniacze w układzie wspólnego emiterakonstruowane są najczęściej w dwóch odmianach przedstawionych na poniższymrysunku.

Oba układy na pierwszy rzut oka są podobne, lecz w układzie „B” mamy częśćrezystora emiterowego nie blokowaną kondensatorem. Pozwala to jak się przekonamy za chwilę regulować wzmocnienie układu. Jak liczymy wzmocnienie

napięciowe układu?Przypomnijmy co to jest wzmocnienie napięciowe układu. Na przykładzieczwórnika przedstawionego poniżej, w którym mamy określone napięciewejściowe i napięcie wyjściowe przez wzmocnienie określamy stosunek napięciawyjściowego do wejściowego.




- 11 -

K u =we

wy

U

U[V/V]

W naszym układzie napięciem wejściowym jest oczywiście sygnał podawany na bazę tranzystora czyli napięcie UB. Sygnałem wyjściowyn jest

napięcie na kolektorze tranzystora UC. Patrząc na schemat łatwo zauważyć, żezmiana napięcia na bazie o UB powoduje tą samą zmianę na rezystorze

emiterowym R E o UE. Jednocześnie musimy pamiętać o fakcie, że na rezystorze

R E1 żadna szybka zmiana napięcia nie wystąpi z uwagi na blokowanie go przez

pojemność CE. Tak więc możemy zapisać:

K U =E

C

EE

CE

EE

CC

E

C

B

C

we

wy

R

R

R I

R I

R I

R I

U

U

U

U

U

U

Tak więc wzmocnienie układu możemy ustalić poprzez dobór stosunkurezystorów R C i R E.

A jak to się ma do rysunku „A”. Rezystor R E jest tutaj równy zeru. Czyżby

wzmocnienie dążyło do nieskończoności?. Tak nie jest ponieważ każdy tranzystor posiada wewnętrzną rezystancję emiterową. Można ją wyznaczyć korzystającz równania Ebersa-Molla na prąd kolektora.

)1e(IIT

BE

U

U

SC gdzie: ]mV[25

q

kTUT dla temperatury pokojowej tj 200 [C]

q – ładunek elektronu (1,6 10-19 [C]

k – stała Bolzmana (1,38 10-23J/0K)T – temperatura bezwzględnaIS – prąd nasycenia danego tranzystora zależny od temperatury.Obliczając pochodną UBE względem prądu IC otrzymamy wartość dynamicznej

rezystancji wewnętrznej emiterowej




- 12 -

re =CC

T

I

25

I

U

Wstawiając do wzoru IC w [mA] otrzymamy r e w omach. I jest to wartość

skończona a więc wzmocnienie jest również wartością skończoną i stałą dla stałejtemperatury złącza.Stosując układ typu „B” musimy uwzględnić w przyjmowanych

obliczeniach zmianę wzoru na rezystancję wejściową układu. Oprócz rezystancjirBE pojawia się szeregowo z nią połączona rezystancja R E. Uwględniając tą

zmianę wzór będzie wyglądał następująco:

E21E21we R R R R )1(R R r bo >>1

1.3.0.Wzmacniacze małosygnałowe w konfiguracji wspólnego kolektora .1.3.1.Dobieranie punktu pracy tranzystora bipolarnego do pracy w klasie A.

Układ wspólnego kolektora jest drugim pod względem “popularności”układem wyraźnie różniącym się nie tylko konfiguracją lecz i właściwościami od poprzednio rozpatrywanego układu wspólnego emitera. Jego podstawowy układ przedstawiony został poniżej.

Rys. 1.3.1

Jak widzimy na rysunku układ wejściowy wzmacniacza jest zbliżony do układuwspólnego emitera lecz sygnał wyjściowy pobierany jest z emitera tranzystora jako spadek napięcia na rezystorze emiterowym R E. Tego rodzaju konfiguracja

układu pozwala pomijając rezystor kolektorowy uzyskiwać znaczne prądy obwodugłównego tranzystora i odbiornika. Zwróćmy uwagę na fakt, że w tym obwodzie




- 13 -

mamy bezpośrednio połączone: źródło napięcia , tranzystor oraz odbiornik.Rezystor emiterowy jest w tym układzie równolegle dołączony do odbiornika.Powoduje to efekt, że przesunięcie fazowe tego układu: Jak wyglądają obliczenia układu polaryzacji tego wzmacniacza? Otóż obliczenia rezystorów

wykonujemy identycznie jak w “przepisie” podanym dla układu wspólnegoemitera. Pewne różnice wystąpią dopiero przy doborze kondensatorów i to tylko zewzględu na wyraźne różnice rezystancji wejściowej i wyjściowej układu. Jak więc przedstawiają się te parametry? Aby rozważyć,a następnie przystąpić do obliczeń przyjrzyjmy się uproszczonemu schematowi naszego układu.

Napięcie wyjściowe układu jest co do wartości, napięciem wejściowym pomniejszonym o spadek napięcia UBE tj. około 0,7[V]. Jaka będzie rezystancja

wejściowa układu. Rezystor R E jest w naszym układzie obciążeniem co czasem się

zdarza. Najczęściej obciążenie R O jest dołączane równolegle do niego.

Rozpatrując nasz układ możemy napisać, że zmiana napięcia UE odpowiadazmianie napięcia UB.

)1(R

1

IR I

I

Ur

1II)1(IIIIIIII

R IUR

U

R

UI

UU:żewiemyorazI

Ur

EE

EE

B

Bwe

EBBBBBCEBC

EEBE

B

E

EE

BEB

Bwe

Podobnie można wyprowadzić wzór na rezystancję wyjściową układu.Posługując się pełnym schematem zastępczym układu otrzymamy następujące

zależności.




- 14 -

Rys.1.3.2.

Patrząc na powyższy schemat zastępczy możemy napisać, że poszczególnerezystancje wejściowa i wyjściowa przedstawiają się następująco:Rezystancja wejściowa - idąc od narysowanej strzałki r we to:

r R r R r we BE E CE 1 ( )

ponieważ r CE jest dużo większe od R E możemy przyjąć:

r r R R we BE E ( ) 1

ale musimy pamiętać, że w przypadku niewielkich rezystancji obciążeniawłączonych równolegle do rezystora emiterowego musimy je uwzględnić, czyliwzór ostateczny powinien wyglądać następująco:

r r R R

R R R we BE

E

E

( ) 0

01

Rezystancja wyjściowa - podobnie rozpatrując jak powyżej

1

R

1

R r R r ggBE

Ewy

Wzmocnienie napięciowe układu:




- 15 -

k U

U

U

U U U

U

uwy

we

RE

RE BE BE

RE

1

1

a więc zawsze mniejsze od jedności.Wzmocnienie prądowe jest natomiast równe:

k I

I

I

I

I I

Iiwy

we

E

B

B C

B

1

a co za tym idzie wzmocnienie mocowe:

k p k i k u




- 16 -

1.3.2.Zastosowanie wzmacniacza w układzie WK

Układ wspólnego kolektora znalazł dosyć szczególne miejsce jako układ o

dużym wzmocnieniu prądowym i małej rezystancji wyjściowej przy dużejwejściowej. Jego podstawowe zastosowania oprócz typowych dla wzmacniaczytranzystorowych to separatory używane do oddzielania stopni o różnychimpedancjach a przede wszystkim wszelkiego rodzaju stabilizatory napięcia.Omówimy tu zasadę tworzenia wzmacniacza WK jako stabilizatora. Pozostałe jegozastosowania będą kolejno omawiane w rozdziałach dotyczących odpowiednichukładów wzmacniaczy mocy lub też wzmacniaczy wielostopniowych.

Stabilizatory napięcia.

Na początek przypomnijmy najprostszy z używanych układówstabilizacyjnych napięcia, to jest stabilizator parametryczny z diodą Zenera.

Rys.1.3.3.

W układzie tym rolę stabilizatora pełni dioda Zenera. Płynie przez nią prąd powodujący spadek napięcia na rezystorze R tak, że na wyjściu układuotrzymujemy napięcie odpowiadające napięciu Zenera diody. Oznacza to iż w przypadku zmian obciążenia wszelkie te zmiany przejmuje złącze diody. W przypadku większych mocy obciążenia oznacza to znaczne moce tracone w złączudiody oraz na rezystorze szeregowym R. Parametry układu dobieramy tak abyspełnić warunek:

U UR

Iwe wyO

max

Moc rozpraszana przez diodę Zenera wynosić będzie w tym przypadku:

PU U

R I UZ

we wyO Z

Aby uniknąć niedogodności związanych z powyższym typem stabilizatora budujesię układy w których wzmacniacz w układzie wspólnego kolektora oddzielastabilizator z diodą Zenera od obciążenia.Układ takiego stabilizatora przedstawiony jest na rysunku poniżej.




- 17 -

Rys. 1.3.4.

Dla łatwiejszego zrozumienia schematów stabilizatorów zaprezentowany został polewej stronie układ w typowej konfiguracji wzmacniacza wspólnego kolektora zaś po prawej tak jak jest rysowany w literaturze fachowej. Oczywiście sposób jegorysowania nie ma żadnego znaczenia na jego zasadę działania, pozostaje onazawsze taka sama.

W naszym układzie mamy typowy stabilizator parametryczny z diodą Zenera i opornikiem R będący pewnego rodzaju źródłem odniesienianapięciowego. Jest to pewnego rodzaju wzorzec napięcia oddzielony od obciążeniaktórym jest opornik R O, wtórnikiem emiterowym czyli naszym wzmacniaczem

WK z rezystorem emiterowym w postaci R O. Jak pamiętamy rezystancjawejściowe tego wzmacniacza jest znaczna, więc też prąd bazy niewielki. Opornik R służy więc jedynie jako układ polaryzacji diody Zenera będącej w tym przypadku diodą o niewielkiej mocy. Patrząc na układ możemy stwierdzić, żenapięcia na diodzie Zenera (zawsze stałe) jest sumą napięć: napięcia wyjściowegoczyli spadku napięcia na rezystorze emiterowym oraz napięcia baza emiter.

UZ = URE + UBE = constans

Jeżeli na skutek zmian obciążenia napięcie URE zmaleje to rośnie automatycznieUBE powodując wzrost prądu płynącego przez obwód emitera i powrót do poprzedniego spadku napięcia na rezystorze emiterowym, czyli ustalenie się napięcia wyjściowego na poprzednim poziomie. W przypadku wzrostu napięciawyjściowego, przy zmniejszeniu obciążenia sytuacja odwraca się. Zwróćmyuwagę, że zmiany te w niewielkim stopniu wpływają na pracę stabilizatora z diodą Zenera, co najwyżej “odczuwane” są jako podzielone przez . Stąd też dobór elementów układu jest stosunkowo prosty. Rezystor R dobieramy tak aby

ograniczył prąd diody do parametrów katalogowych uwzględniając jego wzrost wskrajnym przypadku o wartość prądu bazy tranzystora. Taki przykład obliczeń




- 18 -

podamy na końcu rozdziału. Ale taka komfortowa sytuacja powstaje tylko w przypadku tranzystorów małej mocy gdzie współczynnik jest duży. Dlastabilizatorów na znaczne prądy gdzie używamy tranzystorów mocy o małej prąd bazy jest duży (nawet mierzony w [A]). Co wówczas zrobić?.

1.3.3.Układ Darlingtona.

Jest to układ stosowany w sytuacji gdy mamy do czynienia z koniecznością sterowania znacznymi prądami przy małej wydajności źródła sterującego. Wyglądaon następująco:

Rys. 1.3.5.

W powyższym układzie mamy połączone dwa tranzystory tak, że prąd emiteratranzystora pierwszego jest prądem bazy drugiego. Oznacza to mnożenie się współczynników przez co wypadkowy współczynnik wynosi: u = .

Traktując nasz układ jako zastępczy tranzystor o zwiększonym współczynniku nie możemy jednak zapominać o wzroście wypadkowego napięcia UBE (jest

sumą - UBE” = UBE1+UBE2). W pokazanym powyżej układzie mamy również

do czynienia z niekorzystnym zjawiskiem wzmacniania przez tranzystor T2 prąduupływu ICE0 tranzystora T1. Oznacza to, że nie da się całkowicie naszego układu

wprowadzić w stan odcięcia. Zawsze będzie płynął jakiś prąd o wartości:I = ICE02

Aby uniknąć tych niedogodności w zależności od sytuacji tzn. co jest dla nas bardziej kłopotliwe zwiększone napięcie łączne baza - emiter, czy prąd upływu połączonych tranzystorów stosuje się odmiany układu Darlingtona. Abyzmniejszyć prąd upływu dodaje się pomiędzy bazę a emiter drugiego tranzystorarezystor przez który prąd I

CE0tranzystora pierwszego jest odprowadzany poza

obszar bazy tranzystora drugiego co pozostawia w stanie odcięcia ten tranzystor




- 19 -

(jego prąd bazy jest zbliżony wówczas do zera).Innym rozwiązaniem jest z kolei układ zwany układem Szikali’ego

zwany również komplementarnym Darlingtonem. Składa się on z tranzystorówkomplementarnych, czyli jednego npn a drugiego pnp. W układzie tym napięcie

baza-emiter całości jest takie jak pojedynczego tranzystora. Układ ten jest częstostosowany w stopniach końcowych komplementarnych wzmacniaczy mocy, gdy jako tranzystory wykonawcze mocy powinny się znaleźć tranzystory oidentycznych (parowane) parametrach. Należy pamiętać, że nie da się wyprodukować pary tranzystorówkomplementarnych tzn. npn - pnp o identycznych parametrach, podczas gdy dwatranzystory npn lub dwa pnp bez trudu.

Rys. 1.3.6.

Gdy jesteśmy przy stabilizatorach napięcia będącymi w pewnym sensie źródłemnapięcia, oczywiście dążymy do uzyskania parametrów idealnego źródła napięcia,nie sposób pominąć drugiego ze znanych nam źródeł czyli źródła prądu. Jegorealizacje są konfigurowane jako układ wzmacniacza wspólnego kolektora lubwspólnego emitera. Omówmy więc podstawowe i najczęściej stosowane układyźródeł prądu. Oczywiście nie jest to opracowanie w stanie omówić wszystkichrodzajów tych źródeł a jedynie kilka najbardziej rozpowszechnionych.Więcej o źródłach prądu i napięcia mówić będziemy przy okazji omawianiastabilizatorów napięcia i prądu wykonywanych w postaci układów scalonych.




- 20 -

1.3.4.Układy stabilizatorów prądu (źródła prądu).

Podstawowym, ale obarczonym dużymi wadami układem źródła prądu jest wzmacniacz w którym zapewnimy dużą stałość napięcia złącza baza - emiter

(co zapewnia stały prąd bazy), a więc złącza decydującego o prądzie płynącym wobwodzie kolektora.

Rys. 1.3.7.

W przedstawianych powyżej układach cechą charakterystyczną jest właśniestabilizacja napięcia bazy w sposób przedstawiony na schemacie. Dla przykładu a) jest to stabilizacja przy użyciu diody Zenera, w układzie b) dzielnik napięciastabilizuje napięcie bazy zaś w przykładzie c) jest to spadek napięcia trzech diod przewodzących. Poważną wadą tych układów jest mała stabilność temperaturowa

(ok. 2mV/0C) oraz zależność napięcia UBE od napięcia zasilania (tzw. efekt

Earl’ego). Dla stosunkowo prostych zastosowań tego rodzaju układ możewystarczyć. Dodatkową wadą tego rodzaju źródeł prądu jest mała ich powtarzalność co oznacza, że mamy małe szanse wykonać kilka identycznychźródeł prądu o tym samym prądzie (rozrzut parametrów elementów składowych).

Stąd też znacznie częściej a już obowiązkowo w układach scalonych wykonuje się źródła prądu jako układy powtarzania prądu czyli tzw. lustra prądowe. Co to jestlustro prądu, wyjaśnieniem najlepszym jest schemat takiego układu. Najprostszym przykładem jest układ składający się z dwóch tranzystorów z których pierwszyskonfigurowany jest jako dioda emiterowa, czyli ma zwartą bazę z kolektorem,drugi zaś jest typowym układem wspólnego emitera z obciążeniem umieszczonymw kolektorze i pełniącym rolę opornika kolektorowego.




- 21 -

Rys.1.3.8.

Jak działa nasz układ. Zwróćmy uwagę, że w gałęzi tranzystora T1 mamy tylko

złącze baza-emiter oraz opornik szeregowy R s. Prąd płynący w tym obwodzie

zależy więc od rezystora szeregowego a jego wartość to:

IU U

R sCC BE

S

Prąd ten zwany prądem sterującym wytwarza na złączu baza - emiter spadek napięcia zależny od jego wartości. Jednocześnie zwróćmy uwagę, że napięcie UBE

tranzystora pierwszego to przecież jest także napięcie UBE tranzystora drugiego.

Oznacza to wymuszenie prądu w drugim tranzystorze identycznego z prądemsterowania, pod warunkiem oczywiście identyczności parametrów tranzystorów.

Układ ten doskonale się sprawdza w układach scalonych gdzie powtarzalnośćtranzystorów jest sprawą banalną. W układzie drugim zastosowano dodatkowerezystory emiterowe aby zmniejszyć wpływ zjawiska Early’ego. Poniżej ciekawezastosowanie lustra prądowego do uzyskania kilku identycznych źródeł prądu.

I1 = I2 = I3 = IS = (UCC - UBE )/ R S




- 22 -

r r R we BE E

1.4.0. Wzmacniacze małosygnałowe w układzie wspólnej bazy WB.1.4.1.Dobieranie punktu pracy tranzystora bipolarnego do pracy w klasie A.

Układ wspólnej bazy charakteryzuje się tym, że sygnał wejściowy podawany jest pomiędzy emiter i bazę zaś sygnał wyjściowy zbierany jest zkolektora i bazy. Tak więc baza stanowi wspólny punkt obu sygnałów. Układ tenrysowany jest tradycyjnie jak na rysunku poniższym (w układzie czwórnika)chociaż może łatwiej jest go omawiać w układzie prezentowanym przy omawianiuukładów wspólnego emitera i kolektora.

Rys. 1.4.1.

Obliczenia elementów układu przeprowadzamy podobnie jak w omawianych

wcześniej konfiguracjach WE i WK. Jak zwykle aby dobrać pojemności stosowanew układzie niezbędne jest obliczenie rezystancji wejściowej iwyjściowej naszego wzmacniacza. Podobnie jak poprzednio posłużymy się schematem zastępczym.

Schemat zastępczy układu umieszczony poniżej uwzględnia rezystancjeukładu to znaczy rezystancję emiterową, kolektorową oraz obciążenia. Pomijarezystancje bazowe ze względu na wielokrotnie większą ich wartość i małe wzwiązku z tym znaczenie w całości rozważań. Patrząc na schemat możemystwierdzić, że :

rezystancja wejściowa :

rezystancja wyjściowa :

Dokładne obliczenia rezystancji wyjściowej powinny uwzględnić rezystor emiterowy i wówczas:

r r R R wy CE E C jednak ze względu na fakt, że rezystancja r

CEjest dużo większa od R

Etą ostatnią

r r R wy CE C




- 23 -

możemy zwykle pominąć.

Rys. 1.4.2.

Wzmacniacz w układzie wspólnej bazy charakteryzuje się tym, że podobnie jak układ wspólnego kolektora nie przesuwa fazy. Wzmocnienia napięciowe i prądowewyrażają się następującymi wzorami:

wzmocnienie napięciowek

U

U

U

U r

r R

r R

R

r Uwy

we

CE

BE BE

CE C

CE C

C

BE

wzmocnienie prądowe

k I

I

I

I

I

I II

k

I

II

I

I

I

iwy

we

C

E

C

C B

B

i

C

B

C

B

B

B

1

11

wzmocnienie mocowe

k k k k R

r p i u uC

BE

1

Z poznanych układów właśnie konfiguracja wspólnej bazy charakteryzuje się największą górną częstotliwością graniczną. Wynosi ona w stosunku do układu

wspólnego emitera




- 24 -

f ggWB= f ggWE

Stąd też układ ten stosowany jest jako podstawowy we wzmacniaczach wysokiejczęstotliwości.




- 25 -

1.5.0. Przykłady obliczeń układów z rozdziału 1.A. Obliczanie wzmacniacza w układzie wspólnego emitera.

Oblicz układ wzmacniacza małosygnałowego o paśmie przenoszenia 20[Hz]-20[kHz], wzmocnieniu wynoszącym ku = 20, dla sygnału o poziomie wejściowym50[mV] podawanego z generator o rezystancji wyjściowe 75[ i zasilanegonapięciem 15[V] i prądzie kolektora nie przekraczającym 10[mA].Aby zaprojektować ten wzmacniacz należy dobrać tranzystor odpowiadającynaszym potrzebom. Z katalogu dobieramy tranzystor BC-109C o parametrach:h21e= 500, h11e = 8[k ], h22e=80[S], f T = 150[MHz], Ucemax=20[V].Aby spełnić warunki założone w zadaniu musimy zwrócić uwagę na wzmocnieniei dopuszczalny prąd kolektora (przyjmijmy dla ułatwienia środek warunku tj.

5[mA]). Te dwa warunki decydują o doborze rezystorów. Wiemy, że wzmocnienieukładu będzie zbliżone do ilorazu rezystancji kolektorowej i złącza emiter-baza.Wychodząc z tego założenia:

k R

r R

k r u

C

BEC

u BE

20 8000

500320[ ]

Przy takiej rezystancji kolektorowej prąd płynący przez R C (RC = 0,5 UCC/R C)

wyniesie 23[mA] a więc zbyt dużo w stosunku do założeń. Co wówczas należyzrobić. Patrząc na wzór opisujący wzmocnienie stwierdzamy, że jedyną drogą jest“zwiększenie” r BE. Możemy to zrobić dodając opornik tak aby suma r BE i

dodatkowego opornika ustaliła wzmocnienie na k u = 20 przy założonym prądzie poniżej 10 [mA]. Mamy wprawdzie do czynienia z jednym równaniem o dwóchniewiadomych ale stosunkowo prostym. Dopisujemy szybko drugie równaniewynikające z warunku pracy w klasie “A” oraz trzecie na rezystor emiterowy na podstawie założenia, że spadek napięcia na rezystor ze emiterowym wynosi 0,1napięcia zasilania.

UIR IR UCCCCE1201(.

k R r R

U I R R R

I R U

uC

BE E

CC C C E E

C E CC

1

11

201

( )

. Teraz należy rozwiązać nasz układ równań ze względu na trzy niewiadome: R E,

R E1,R C.

Ostatnie równanie daje nam natychmiast wartość R E:




- 26 -

R U

IECC

C

0 1 0 1 15

5 10300

3

, ,[ ]

Pozostaje do rozwiązania typowy układ dwóch równań o dwóch niewiadomych:

k R r R

R R

U I R R R R R

uC

BE E

C

E

CC C C E E C E

13

1

13

1

208 10

1

27 5 5 10 300

( ) , ( )

i dalej przekształcając:

z równania pierwszego R

k

r R

R R R

R R

wstawiamy do drugiego równania R R

i dalej R R R

R

a zatem R

C

U

BE E

C E E

C E

C E

E E E

E

C

( )

(8 ) . (8 )

.

,

,, ( . )

,

,[ ]

. [ ]

1

31

31

1

3 1

3 1 1 1

1

3

20

50010 0 04 10

320 0 04

7 5

5 10300

7 5

5 10

320 0 04 300 640 0 04 1

7 5

5 10640

0 04 1860

320 0 04 860 360

Sprawdzenie poprawności wyniku polega na fakcie, że prąd kolektora pomnożony przez sumę tych oporności powinien dać połowę napięcia zasilania.

I R R R VC C E E( ) , ( ) , [ ] 1 0 005 360 300 860 7 6 a jest to prawie połowa UCC.

Wynik otrzymany uznajemy więc za poprawny. Obliczamy teraz polaryzację bazy.Przyjmujemy potencjometryczny sposób zasilania bazy. Posłużymy się terazschematem do którego dążymy.




- 27 -

Wyjaśnijmy teraz dlaczego taki a nie inny układ proponujemy do wykonania. Zewzględu na określone wzmocnienie dodaliśmy rezystor R E1 który zawsze istnieje

w układzie czyli dla przebiegów stałoprądowych i zmiennych. Natomiast R E jestrezystorem ujemnego sprzężenia stabilizującego termicznie punkt pracy i jestzwierany dla przebiegów zmiennych kondensatorem CE. Stabilizacja stałoprądowa jest więc znacznie silniejsza niż normalnie ale jest to dopuszczalne gdyż przyjmowane 0,1 UCC napięcia zasilania jako spadek na tym rezystorze jest

wartością minimalną.Obliczenia dzielnika zasilającego bazę wykonujemy tradycyjnie. Obliczmy prąd bazy ze wzoru:

II

ABC

5 10

50010

3

[ ]

prąd dzielnika jak zwykle dla tranzystorów małej mocy przyjmujemy:

ID = 10 IB =100[A]

Rezystor R 2 wyliczamy z zależności:

R U U U

I

U I R R

I

R k

R U I R

I Ik

BE RE RE

D

BE C E E

D

CC D

B D

21 1

3

6

2

12

6 3

6

0 7 5 10 300 860

100 10

65

15 100 10 65 10

110 1078

( ) , ( )

[ ]

[ ]

W ten sposób mamy policzone wszystkie rezystory układu. Dobieramy teraz pojemności wejściową i wyjściową.




- 28 -

Aby obliczyć pojemność wejściową C1 szacujemy rezystancję wejściową. Jest ona

równa r BE zwiększoną o dodaną przez nas R E1 czyli wynosi

r we = r BE +R E1 = 8000 + 860 = 8860[

a więc pojemność wejściowa:

Cr f

F]we gd

11

2

1

2 314 8860 200 8

,, [

wiemy, że rezystancja wyjściowa będzie zbliżona do rezystancji kolektorowej stąd

też pojemność wyjściową dobieramy:

Cr f

F]wy gd

21

2

1

2 314 360 2022

,[

Natomiast pojemność emiterowa:

C

f r R

F]E

gd BE g

2

500

2 314 20 8075

500

( ) ,

[

W ten sposób zakończyliśmy projektowanie wzmacniacza o zadanych parametrach. Następnym ciekawym problemem będzie zaprojektowaniestabilizatora napięcia w oparciu o rozważania z naszego rozdziału. Wyobraźmysobie, że jest nam potrzebny stabilizator napięcia dla układów scalonych serii TTLgdzie wymagane napięcie zasilania wynosi 5V] przy prądzie powiedzmy 50[mA].

Jak łatwo się domyślić układ podstawowy będzie wyglądał następująco:

Napięcie wejściowe powiedzmy, że po prostowniku wynosi 8[V][, należy wobectego dobrać elementy układu. Zwróćmy uwagę, że przez opornik R płynie prąd

diody Zenera oraz prąd bazy tranzystora. Przy mocy założonej w zadaniu jakotranzystor wykonawczy wybieramy tranzystor BC-107, a to oznacza prądy rzędu




- 29 -

mikroamperów jako prądy bazy. Jeżeli przyjmiemy diodę z katalogu o rządwielkości większą prądowo, pozbędziemy się kłopotu z doliczaniem prądutranzystora. Niech to będzie dioda BZAP83-C5V6 o prądzie maksymalnym Zenera:

Izmax = 70[mA] a typowym IZ = 20[mA]. Pamiętać musimy, że dla naszych potrzeb IC = 50[mA]; co oznacza, że prąd bazy:

IB = IC/A] i jest mało znaczący wobec prądu diodyDlatego też układ “liczymy” ze względu na diodę Zenera:

Wiemy z katalogu, że prąd diody Zenera wynosi 20[mA] oznacza todobór rezystora:

R U

ICC

Z

8

0 02400

,[ ]

I w zasadzie to by było na tyle. Ale uważny obserwator stwierdzi, że w układachstabilizatorów z reguły znajdują się kondensatory, i to gdzie?

Zadaniem pojemności umieszczonej w obwodzie bazy naszego stabilizatora jestzmniejszenie ewentualnych tętnień napięcia pozostałych po procesie prostowanianapięcia zmiennego. Jak dobrać tą pojemność? Jest wiele metod podawanych przezróżne źródła. Jedną z nich jest przyjęcie takiej pojemności aby:

tf 1CR gdzie f f – częstotliwość tętnień

Dla naszego przypadku załóżmy, że prostownik był dwupołówkowya więc częstotliwość tętnień wyniesie 100[Hz]. Rezystor wyliczyliśmy poprzedniodla diody Zenera na R=400[. Tak więc wyliczenie pojemności przeprowadzimyz wzoru podanego poprzednio:

CR f

C C C F]

t

1 1

400 100

1

4000025[




- 30 -

Pojęcie dużo większe jest płynne więc niech to będzie więcej o jeden rządwielkości. Oznacza to pojemność C = 250 [F]. I taką pojemność zastosujemyw naszym stabilizatorze.

A co zrobić aby prąd wyjściowy stabilizatora był znacznie większy, niech

to będzie prąd o wartości 1[A]. Stabilizator o takim prądzie wyjściowym musi posiadać jako element wykonawczy tranzystor o prądzie znamionowym większymod prądu przez nas przewidywanego. Z katalogu możemy wybrać tranzystor np.BD - 354 którego maksymalny prąd kolektora wynosi 3[A]. I tu możemyzastosować poznany wcześniej układ Darlingtona.

Użyty przez nas układ należy rozpatrzyć pod względem wydajności prądowych poszczególnych stopni. Tranzystor T1 wraz z układem polaryzacji i źródłemnapięcia na diodzie Zenera jest powtórzeniem poprzedniego. Jego wydajność prądową liczyliśmy na prawie 50 [mA]. Prąd pobierany przez bazę tranzystora T2

wynosi przy współczynniku podawanym w katalogu 1[A]/100 = 0.01[A] a więc jest znacznie mniejszy od dopuszczalnego prądu tranzystora T1. Jedyne cozmieniamy to diodę Zenera ze względu na napięcia złączowe. Stosujemy diodę o wartości napięcia Zenera U=6,4[V].A teraz w ramach praktycznych rozwiązań zastanówmy się nad problememnastępującym:

-mamy odtwarzacz typu walkman zasilany akumulatorkami kadmowo-

niklowymi i co pewien czas należy je naładowac. Z instrukcji wiemy, że prądładowania wynosi 20[mA] a maksymalne napięcie po naładowaniu nie powinno przekroczyć 1,8 -2,1[V]. Te parametry w zależności od poszczególnych producentów oczywiście są różne i należy je sprawdzać.Jak teraz zaprojektować ładowarkę? Mamy przecież sprawdzony układ źródła prądu, problem tylko w tym aby ładowanie zakończyło się wodpowiednim momencie. No to projektujmy!

Akumulatorków jest w zestawie 4 szt. a więc na pewno musimy przewidzieć cztery obwody ładowania:




- 31 -

Jak teraz obliczymy układ, no cóż to już było!!!! Rezystor dobieramy z zależnościna prąd sterujący :

R U U

ICC BE

O

A co z dopuszczalnym napięciem, pamiętać o tym musimy gdyż zasilamy naszukład z dowolnego źródła napięcia np. 10[V]. I w tym przypadku akumulatorek byłby ładowany do takiego napięcia, co oznacza jego zniszczenie. Musimy w tym przypadku jakoś temu zaradzić. Mamy przecież przerobione stabilizatory napięcia.

No to już:

Są pytania?




- 32 -

3.0. Wzmacniacze z tranzystorami polowymi.3.1.Podstawowe wiadomości o tranzystorach polowych.

Aby móc rozpocząć omawianie projektowania układów z tranzystorami

polowymi należy przypomnieć sobie, że w przeciwieństwie do dosyć jednolitej iniewiele się różniącej w budowie rodzinie tranzystorów bipolarnych, rodzinatranzystorów polowych jest niezwykle rozbudowana a więc też sposoby ichwykorzystania różne. Jak wyglądaw chwili obecnej podstawowa rodzinatranzystorów polowych.

Rys.3.1.1Jest to oczywiście podstawowy podział tej wielkiej rodziny tranzystorów polowychi na dodatek nieustannie się rozrastającej. Dla ułatwienia naszych rozważań

zajmiemy się podstawowym tranzystorem jakim jest tranzystor złączowy JFET.Jak widać z prezentowanego powyżej podziału mamy do czynienia “tylko”z dwoma rodzajami tych tranzystorów, tj. tranzystorem z kanałem typu n itranzystorem z kanałem typu p. Krótkie przypomnienie jak wygląda jego budowa pozwoli łatwiej zrozumieć zasadę polaryzacji tego tranzystora.




- 33 -

Tranzystor złączowyz kanałem n z kanałem p

Rys.3.1.2.

i ich polaryzacja

Rys.3.1.3

oraz ich charakterystyki statyczne przejściowe

Rys.3.1.4.




- 34 -

Podobnie jak dla tranzystora bipolarnego rozważać będziemy poszczególnekonfiguracje wzmacniacza z tranzystorem polowym opierając się na jegocharakterystykach: przejściowej i wyjściowej. Na tychże charakterystykachmusimy wybrać punkt pracy odpowiedni dla klasy w której chcemy pracować.

Wszelkie dotychczasowe rozważania dotyczące wyboru punktu pracy i klasywzmacniacza pozostają ważne. Aby przyjąć bardziej realne wartości posłużymy się najbardziej popularnym w tej grupie tranzystorem unipolarnym BF-245 będącymtranzystorem JFET z kanałem typu n.

Rys.3.1.5.

Patrząc na powyższe charakterystyki oraz obrany punkt pracy widzimy wyraźnie,że wszelkie dotychczasowe zasady obowiązują. Zmieniły się co najwyżej

oznaczenia. I tak aby układ pracował w klasie A punkt pracy wybieramy tak abynapięcie dren - źródło wynosiło około połowy napięcia zasilania. Aby ten stanosiągnąć wybieramy odpowiednie napięcie bramka-źródło, pamiętajmy: dla tychtranzystorów nie kierujemy się pojęciem prądu bramki bo go praktycznie nie ma.Zwróćmy też uwagę na polaryzację naszego tranzystora. Napięcie UGS ma wartości ujemne przy wartościach dodatnich napięcia i prądu postronie dren-żródło. Jak osiągnąć taką polaryzację stosując tylko jedno źródłozasilania.




- 35 -

3.2.Wzmacniacz z tranzystorem unipolarnym w układzie wspólnego źródła.

Podobnie jak w układach wzmacniaczy z tranzystorami bipolarnymistosujemy trzy podstawowe konfiguracje; układ wspólnego żródła, wspólnegodrenu i wspólnej bramki. Układ wspólnego źródła jest układem najczęściejstosowanym i od niego też zaczniemy.

Rys.3.2.1.

Zwróćmy teraz szczególną uwagę na sposób polaryzacji tranzystora oraz wybór punktu pracy. Jak zaraz stwierdzimy oba te warunki nawzajem się uzupełniają. Jak już wspomniałem poprzednio tranzystor JFET z kanałem typu n musi być polaryzowany tak aby potencjał bramki był niższy od potencjału źródła które ma itak mniejszy potencjał od drenu. Napięcie pomiędzy drenem a źródłem powinnowynosić dla pracy w klasie A około połowy napięcia zasilania. Łatwo więc

stwierdzić, że pozostałe napięcie musi się rozłożyć na oba oporniki; drenu i źródła.Tylko w jakiej proporcji. Otóż patrząc na nasz schemat widzimy, że potencjał bramki wyznaczony jest poprzez rezystor bramki R G, przez ten rezystor prąd nie

płynie co wynika z zasady pracy naszego tranzystora (dokładniej jest on pomijalniemały). Jeżeli prąd nie płynie przez rezystor oznacza to, że na obu końcach tegorezystora panuje ten sam potencjał. Jak więc widzimy potencjał na bramce jestzbliżony do zera. A co z innymi elektrodami, dokładniej co dzieje się na źródle.Prąd płynący przez tranzystor wywołuje spadek napięcia na rezystor ze źródła iwynosi on U

RS= I

DR

S. Oznacza to istnienie wyższego potencjału na źródle niż

na bramce (zawsze jest to więcej od zera). Tranzystor jest więc automatycznie




- 36 -

spolaryzowany prawidłowo. Jak duże ma być to napięcie musimy sami projektującukład dobrać w oparciu o charakterystyki danego tranzystora.

Przyjmijmy, że przedstawione powyżej charakterystyki są rzeczywistymicharakterystykami zamieszczonymi w katalogu. Wynika z nich zależność

następująca; prawidłowe ulokowanie punktu pracy w klasie A zachodzi przyUGS = -2[V]. Tak więc spadek napięcia na rezystorze źródłowym powinienwłaśnie tyle wynosić. Powiedzmy, że z założeń wynika iż prąd drenu wynosić ma5[mA]. Łatwo obliczyć wartość rezystora źródłowego:

R U

ISGS

D

2

5 104003 [ ]

Natomiast rezystor drenu wyznaczymy z zależności wynikających z ustawienia punktu pracy do warunków klasy A ( napięcie dren-źródło połową napięciazasilania).

R U U U

Ik D

CC DS S

D

18 9 2

5 10

7

510 1 4

33 , [ ]

Rezystor bramki R G wyznaczyć można z parametrów tranzystora wziętych zkatalogu i wyliczamy go na podstawie uproszczonego wzoru:

R

U

I

V

nA MG p

GSS 0 5

500 1, [ ]

[ ] [ ]

Oczywiście dane użyte w tych obliczeniach dotyczą naszego tranzystora BF-245.Aby dobrać pozostałe elementy układu tj. pojemności wejściową, wyjściową iźródłową musimy rozpatrzyć układ zastępczy tranzystora unipolarnego w połączeniu z całym układem wzmacniacza.




- 37 -

Rys.3.2.2.

W oparciu o powyższy schemat możemy napisać, że rezystancje wejściowa iwyjściowa wynoszą odpowiednio:

r R R R r R r R gdzie r y

R we G GS G wy D DS D DS D 1

22

Ważnym parametrem rozpatrywanego tranzystora jest jego transkonduktancja

oznaczana najczęściej jako gm i będąca odwrotnością parametru y21 podawanegow katalogach w mS. Co to jest ta transkonduktancja. Najogólniej jest to wielkośćmówiąca jak zmienia się prąd drenu w zależności od zmian napięcia bramka-źródło. Graficznie jest to tangens kąta nachylenia charakterystyki przejściowej wrozpatrywanym punkcie pracy. Dla tranzystora BF-245 wynosi około 3,5[mS].

gy

i

umD

GS

1

21

Wartość transkonduktancji pozwala łatwo przeliczać pozostałe parametry układu.

Wzmocnienie napięciowe wzmacniacza wyznaczamy z zależności:

k u

u

i R

ug R u

D

GS

D D

GSm D

bardziej dokładnie jest to:

k u = gmrwy

Również pojemność kondensatora źródłowego wyznaczamy poprzeztranskonduktancję:




- 38 -

Cg

f Sm

gd

0 2,

Pozostałe pojemności wyznaczamy podobnie jak dla układów ztranzystorami bipolarnymi. Mianowicie pojemności te wyznaczamy ze wzorów:

Cf r f R

Cf r R we

gd we gd Gwy

gd wy

1

2

1

2

1

2 0 ( )

Częstotliwości graniczne górną i dolną wyznaczają nam następujące parametryukładu:

f C r

oraz f C r gd we we gd wy wy

1

2

1

2

Uwzględniając parametry układu:

f C r R gd

S wy obc

1

2 ( )

f

r C Cgg

wy mont

1

2 22 ( )

Gdzie C22 pojemność tranzystora podawana w katalogu, Cmont jest pojemnością

układu zależną od jakości montażu i prawidłowego projektu obwodudrukowanego.

3.3. Wzmacniacz w układzie wspólnego drenu zbudowanyz tranzystorem polowym FET.

Układ o zastosowaniu podobnym jak w przypadku tranzystorów bipolarnych. Posiada wszystkie podstawowe cechy układu wtórnikowego, lecz posiada również podstawowe cechy układów z tranzystorem polowym.Rozpatrzmy więc jak taki układ wygląda i jakie posiada cechy.




- 39 -

Rys.3.3.1.

Jak widzimy z powyższego układu polaryzację tranzystora realizujemy identycznie jak w poprzednim układzie czyli jako automatyczną polaryzację bramki. Dobór

elementów układu jest więc podyktowany przez punkt pracy układu. Pamiętajmy,że spadek napięcia na rezystorze źródłowym jest napięciem polaryzacji bramki. Nie ma więc tu wielkich możliwości manewru. Rezystor ten wyznaczamy z prostejzależności:

R U

I

U

ISRS

D

GS

D

Dobór rezystora bramkowego jest identyczny jak w poprzednim układzie i niewymaga dodatkowych wyjaśnień. Natomiast aby dobrać pojemności wejściową iwyjściową musimy przeprowadzić analizę układu podobnie jak to robiliśmy poprzednio.

Układ zastępczy wzmacniacza w układzie wspólnego drenu z tranzystoremJFET

Rys.3.3.2.Patrząc na powyższy schemat zastępczy możemy napisać, że rezystancjewejściowa oraz wyjściowa wyrażają się następującym wzorem:

r g R R R we m S GS G ( )1




- 40 -

r g

R wym

S1

Wzmocnienie napięciowe wzmacniacza wynosi:

k g R

g R Um S

m S 1 1

3.4. Wzmacniacz w układzie wspólnej bramki zbudowany ztranzystorem JFET.

Jest to układ bardzo mało stosowany ze względu na duże trudnościukładowe przy jego realizacji. Wyjątkowo stosowany w przypadkach koniecznościstosowania wzmacniacza o małej rezystancji wejściowej np. w układachwejściowych wzmacniaczy odbiorczych (głowice).

Rys.3.4.1.

3.5.Wzmacniacze z tranzystorami MOSFET.3.5.1.Podstawowe wiadomości.

Aby móc omawiać konstrukcję wzmacniaczy z tranzystorami

o izolowanej bramce należy przypomnieć sobie ich konstrukcję oraz pewne istotnecechy ich polaryzacji wynikające właśnie z technologii budowy tych tranzystorów.Podstawowym podziałem będzie tutaj rozdzielenie tranzystorów MOSFET nadwie grupy; tranzystory o wbudowanym kanale który może być wzbogacany lubzubożany i tranzystory z kanałem indukowanym.

Tranzystor MOSFET z kanałem wbudowanym




- 41 -

Rys.3.5.1.

Jak widzimy konstrukcja tranzystora MOSFET jest nieco inna aniżeli tranzystorówzłączowych. Cechą charakterystyczną jest całkowite odizolowanie bramki przezwarstwę nie przewodzącą co eliminuje kłopoty związane z polaryzacją tranzystorów złączowych. Wykonania tych tranzystorów są dosyć zróżnicowane.Przedstawiony powyżej tranzystor posiada na podłożu typu p wbudowany kanał typu n. W typ przypadku polaryzując odpowiednio bramkę tranzystora możemykanał ten wzbogacać lub zubożać w nośniki. Ten rodzaj pracy łatwo możemy sobie

wyobrazić patrząc na charakterystykę przejściową tranzystora. Oczywiście możezaistnieć odwrotna sytuacja gdy mamy tranzystor z wbudowanym kanałem typup na podłożu n.Zupełnie inną sytuacje mamy w przypadku tranzystorów z kanałemindukowanym. Realizowane są one na podłożu typu n lub p i kanał przewodzący powstaje w wyniku indukowania pod bramką ładunku przestrzennego pozwalającego na powstanie warstwy przewodzącej. Polaryzacja tego typutranzystorów musi więc zapewniać jedynie wzbogacanie kanału, nie mamożliwości pracy ze zubożaniem. Jaka jest konstrukcja takiego tranzystora

przedstawiamy poniżej.

Tranzystor MOSFET z kanałem indukowanym typu „n”




- 42 -

Rys.3.5.2.

Przedstawiony powyżej tranzystor posiada kanał indukowany typu n co wymaga

odpowiedniej polaryzacji układowej. Jaka jest różnica pomiędzy polaryzacją tranzystora z kanałem n a p pokazuje poniższy schematyczny rysunek.

MOSFET z kanałem „n” MOSFET z kanałem „p”

Rys.3.5.3.

Jak więc postępować z tranzystorami typu MOSFET bo zaczyna się tego robić

trochę dużo. Poniższy rysunek może pomóc w rozwiązaniu tego problemu.

Podstawowe zależności tranzystorów MOSFET z kanałem indukowanym




- 43 -

Rys.3.5.4.

Rys.3.5.5.




- 44 -

Zupełnie innym tematem jest stosowanie tranzystorów MOSFET o specjalnej budowie. Pierwszym z takich tranzystorów jaki się pojawił był tranzystor MOSFET dwubramkowy. Jego budowa nie odbiega od standardowego tranzystoraz wbudowanym kanałem. Posiada jedynie bardziej rozbudowany obszar bramki.

Rys.3.5.6.

Ze względów technologiczny aby zabezpieczyć obszary bramek posiadanajczęściej w tych obwodach przeciwstawne diody Zenera co daje schematzastępczy ja na rysunku:

Rys.3.5.7.




- 45 -

Innym ciekawym przykładem rozwiązań tranzystorów MOSFET jest tranzystor typu VMOS będący głównie tranzystorem mocy. Jest to z punktu widzeniaelektroniki tranzystor z kanałem indukowanym a swoją nazwę zawdzięczakształtowi układu bramkowego oraz indukowanego kanału.

TRANZYSTOR VMOS

Rys.3.5.8.

I tutaj ciekawostka. W ramach badań nad tranzystorami VMOS po niewielkiejzmianie technologicznej dotyczącej kształtu (bardziej prostokąt niż litera V) pojawił się nowy tranzystor typu SIPMOS co oznacza nic innego jak SIEMENS-POWER-MOS. Pozostałe elementy polaryzacji i stosowania są bez zmian. Jest totylko zmiana technologii produkcji co użytkownika właściwie niewiele obchodzi.A teraz czy istnieje tranzystor będący połączeniem tranzystora bipolarnego z jego

zaletami i tranzystora MOS? Pamiętajmy, że tranzystory bipolarne mają pewnedodatnie cechy jak mniejsze pojemności złączowe od tranzystorów polowych cow pracy impulsowej ma zasadnicze znaczenie. No to sięgnijmy do tranzystorówIGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), jak też one się prezentują?




- 46 -

Popatrzmy na najbardziej rozpowszechniony tranzystor IGBT:

Rys.3.5.9.

Tranzystor IGBT widoczny powyżej ma zdecydowanie inną budowę niż„normalne” tranzystory bipolarne. Baza tranzystora jest izolowana od całejstruktury i oddziaływuje jedynie w sposób napięciowy. Jest to więc zasada pracytranzystora MOS, lecz reszta struktury tranzystora zbudowana jest jak tranzystor bipolarny. Przepływ prądu pomiędzy emiterem a kolektorem odbywa się przy

udziale nośników mniejszościowych i większościowych. Ten rodzaj tranzystorówobecnie rozwijających się niezwykle dynamicznie pozwala na uzyskiwanie bardzoszybkich przełączeń rzędu:

ton =0,4 - 1[s], toff = 0,8 - 2s]Właściwości te pozwalają stosować te tranzystory w układach o częstotliwości

pracy 50 – 100 [kHz]. Pamiętajmy przy tym, że mówimy o tranzystorachnajwyższych mocy, gdzie prądy kolektora mają wartości około 100 [A] i problemy przełączania stają się niezwykle istotne.




- 47 -

3.5.2 Układy wzmacniaczy z tranzystorami MOSFET.

Rozważania nasze poprowadzimy podobnie jak w poprzednim przypadku.Rozpoczniemy od podstawowego układu jakim jest układ wspólnego źródła.

Polaryzację bramki można w przypadku tranzystorów MOSFET z kanałemindukowanym realizować w postaci dzielnika napięcia lub też jako polaryzację rezystorem bramkowym pojedynczym.

Rys.3.5.10.

W powyższym przykładzie mamy do czynienia z układem polaryzowanymdzielnikiem napięcia przez który płynie prąd Iq. Aby dobrać parametry układumusimy odwołać się do charakterystyk tranzystora.




- 48 -

Rys.3.5.11.




- 49 -

Obliczenia układu rozpoczynamy od wyznaczenia na charakterystykach naszego punktu pracy, jeżeli wzmacniacz ma pracować w klasie A przyjmujemy napięciedren-żródło równe połowie napięcia zasilającego. Spadek napięcia na rezystorzeżródłowym R S dobieramy podobnie jak we wzmacniaczach z tranzystorami

bipolarnymi przyjmując URS około 1[V] lub też 0,1Ucc. Obliczenia przeprowadzamy w sposób następujący:

R D=U

CC −U

DS −U

RS

I D

RS =

U RS

I D=

0,1U CC

I D

R2

=

U S +U

GS

I q

R1=U

CC −U

R2

I q

Pojemności wejsciowa i wyjściwa oraz bocznikująca rezystor źródłowy dobieranesą identycznie jak w układach z tranzystorem JFET. Oczywiście musimyuwzględnić inną rezystancję wejściową układu będącą połączeniem równoległymrezystorów R 1 i R 2.

4.0.Wzmacniacz różnicowy.

Jest to wzmacniacz symetryczny, skompensowany temperaturowo. W najprostszejwersji składa się z dwóch tranzystorów połączonych ze sobą emiteramii posiadające wspólny opornik emiterowy.




- 50 -

R

R r C

E BE

Rys.4.1.1.

Praca tego wzmacniacza opiera się na założeniu, że prąd płynący przez rezystor emiterowy będący sumą porądów obu tranzystorów jest stały. Gdy sygnałwzmacniany powoduje wzrost prądu w jednym z tranzystorów rośnie spadek napięcia na rezystorze emiterowym a zarazem powoduje to zmniejszenie się

napięcia UBE w drugim z tranzystorów i zmniejszenie się jego prądu kolektora.Powstaje więc efekt aktywnej pracy dwóch tranzystorów przy zasilaniu tylko jednego z nich sygnałem. Jeżeli w powyższym układzie tranzystory i rezystorykolektorowe są identyczne oraz pracują w tych samych warunkach elektrycznychi termicznych to wszelkie zmiany pochodzące od zmian temperatury kompensują się i nie wpływają na pracę wzmacniacza. Warunek identyczności łatwo jestspełnić w układach scalonych ze względu na technologiczne wykonywanie całegoukładu w jednej płytce półprzewodnika. Stąd też powszechne stosowaniewzmacniaczy różnicowych w budowie wzmacniaczy operacyjnych oraz innych

wzmacniaczy przebiegów wolnozmiennych. W układach ze wzmacniaczamiróżnicowymi zamiast rezystora emiterowego stosuje się bardzo często źródło prąduzapewniające wysoko stabilny prąd sumacyjny obu tranzystorów. Źródło prądustosowane jest również zamiast rezystora kolektorowego. Pozwala to zwiększyć bardzo wyraźnie wzmocnienia napięciowe układu ponieważ zgodnie z wcześniej podanymi wzorami :

k u =

a więc przy wzroście rezystora kolektorowego do nieskończoności (rezystancja




- 51 -

U UWE WE1 2

2

źródła prądu) wzmocnienie teoretycznie rośnie również do nieskończoności.Sygnał wzmacniany możemy podawać symetrycznie tzn., pomiędzy obie bazytranzystorów lub też niesymetrycznie - pomiędzy masę a jedną z baz tranzystorów.Dla przypadku zasilania sygnałem w sposób niesymetryczny drugą z baz dopinamy

do masy. Wyjście układu może być wyjściem symetrycznym, jeżeli pobieramysygnał z obu kolektorów tranzystorów wzmacniacza lub też niesymetryczne przysygnale pobieranym pomiędzy jednym z kolektorów a masą.Jedną z podstawowych właściwości wzmacniacza różnicowego jest zdolnośćwzmacniania sygnałów różnicowych, przychodzących na oba wejścia w fazie przeciwnej.

UR = UWE1 - UWE2

oraz tłumienie sygnałów sumacyjnych przychodzących na oba wejścia w faziezgodnej.

US =

Wyróżniamy w związku z powyższym dwa wzmocnienia:a) wzmocnienie różnicowe - dla wyjścia asymetrycznego:

K K U

U

R

r UR UR WY

R

C

BE1 2

10 2

- dla wyjścia symetrycznego:

K U

U

R

r gdzie U U UUR

WY

R

C

BEWY WY WY

0 1 2

b) wzmocnienie sumacyjne

E

C2US1US

R 2

R K K

Sygnały różnicowe są sygnałami użytecznymi i zależy nam na jak najwiekszymich wzmocnieniu. Stąd też będziemy dążyli do maksymalnego zwiększenia R C,oczywiście w granicach stosowalności układu. Przeciwnie będziemy postępowaliz sygnałami sumacyjnymi będącymi sygnałami szkodliwymi, zakłócającymi.Powstają one głównie od zakłóceń zewnętrznych lub też przy zmianach zasilaniaukładu. Jako miarę tłumienia przez układ tych zakłóceń stosujemy :

współczynnik tłumienia sygnału sumacyjnego - oznaczany jako

CMRR

be

E0

US

UR S r

R 2

K

K H




- 52 -

HS

r R r w y C C E

- wynoszący dla wzmacniacza idealnego a w praktycewspółczynnik ten wynosi:

HS = 80-100 [dBRozpatrując pracę wzmacniacza różnicowego należy pamiętać, że nie jest onelementem liniowym i prądy kolektorów zależą nieliniowo od napięciaróżnicowego. Wartości tych prądów wyznaczamy z wzorów:

II

e

oraz II

e

CE

U

U

CE

U

UR

T

R

T

1 2

1 1

Zależności te można przedstawić graficznie co ułatwia zrozumienie granicy

stosowalności liniowości wzmacniacza różnicowego.

Rys.4.1.2.

Zakres liniowości prądu wzmacniacza zachowana jest w granicach amplitud

napiecia różnicowego wynoszących około 50 [mV].Ważnym parametrem wzmacniacza jest jego rezystancja wejściowa wyznaczana jako różnicowa - między wejściami - i wynosząca r wer =2r be, oraz sumacyjna -

między masą a jednym wejściem - r wes=20R E.

Rezystancja wyjściowa wynosi .

Rzeczywisty wzmacniacz różnicowy nie jest nigdyidealnie symetryczny. Na jego wyjściu pojawia się napięcie niezrównoważenia będące wynikiem działania niesymetrii elementów zktórych się składa. Dla prawidłowej oceny tego zjawiska wprowadza się pojęcie




- 53 -

wejściowego napięcia niezrównoważenia, które jest napięciem przyłożonym nawejście wzmacniacza powodującym na jego wyjściu stan zerowy napięciawyjściowego. W identyczny sposób formułowane jest pojęcie wejściowego prąduniezrównoważenia. Napięcie i prąd niezrównoważenia zmieniają się pod wpływem

temperatury i zmian napięcia. Rozpatrując układ w długim czasie pracymożemy stwierdzić, że wartości te zależą również od czasu, uwidaczniają się wówczas procesy starzenia się elementów. Zmiany napięcia i prąduniezrównoważenia nazywamy dryftem i dla określenia zmian związanych ztemperaturą określane są jako dryft temperaturowy napięcia w V/K lub prąduw pA/K.

Praktyczne rozwiązania wzmacniaczy różnicowych przedstawiam poniżejw formie symulacji cyfrowej. Jako pierwszy przedstawiony jest typowywzmcniacz różnicowy z rezystorem emiterowym.

Rys.4.13

Układ powyższy jest wzmacniaczem różnicowym którego przebiegi przedstawionesą poniżej w dwóch wersjach, jako przebiegi mierzone względem masy (rys.a),czyli z wyjść niesymetrycznych oraz symetrycznie między oby wyjściami (rys.b):

a)

b)




- 54 -

Jak widać przy wyjściu symetrycznym sygnał wyjściowy jest dwukrotnie większyniż poprzednio. Jest to charakterystyczna cecha wzmacniacza różnicowego.

5.0. Sprzężenia zwrotne.5.1.Wiadomości podstawowe o sprzężeniach.

Sprzężeniem zwrotnym nazywamy oddziaływanie skutku jakiegoś zjawiska na jego przyczynę. Sprzężenie zwrotne najogólniej możemy przedstawićw układzie blokowym w sposób następujący:

Rys.5.1.1.

Rysunek powyższy przedstawia układ wzmacniacza o wzmocnieniu K oraz układ

sprzężenia zwrotnego o współczynniku Sygnał wejściowy XWE poprzez węzełsumacyjny podawany jest do wejścia wzmacniacza gdzie ulega wzmocnieniu K -razy. Na wyjściu pojawia się jako sygnał wyjściowy XWY. Sygnał ten jako sygnał

użyteczny jest podawany dalej, lecz jednocześnie poprzez sprzężenie zwrotne pojawia się w węźle sumacyjnym na wejściu wzmacniacza. W zależności od znaku przychodzącego sygnału dodaje się on lub odejmuje od sygnału wejściowego.Dlatego też mówimy o dodatnim (dodawanie sygnałów) lub ujemnym(odejmowanie) sprzężeniu zwrotnym. Po tej operacji do wejścia wzmacniacza podawany jest faktycznie sygnał wypadkowy zwany sygnałem różnicowym, lubsygnałem sterującym wzmacniacz. Zgodnie z powyższym układem współczynnik sprzężenia zwrotnego




- 55 -

X

XS

WY natomiast wzmocnienie wzmacniacza bez sprzężenia zwrotnego

K X

XWYR

gdzie przez XR oznaczamy sygnał sterujący wzmacniacz zaś przez XS sygnał

sprzężenia zwrotnego. W tej chwili nie będziemy precyzowali co rozumiemy przezsygnał. Może to być zarówno napięcie, jak prąd lub też inna wielkość fizyczna.

Ponieważ XR = XWE + XS

K X

X X

X

X XWYWE S

WYWE WY

wzmocnienie układu ze sprzężeniem zwrotnym:

K X

X

K

K f WY

WE

1

Jak więc widać sprzężenie zwrotne wyraźnie zmienia wartość wzmocnienia,i w zależności od rodzaju oddziaływania rozróżniamy trzy podstawowe przypadki :c) Jeżeli mianownik przedstawionego powyżej wzoru na wzmocnienia całego

układu

1 1 K to K K f czyli następuje zmniejszenie wzmocnienia. Takie sprzężenie

nazywamy ujemnym.2. Jeżeli wartość bezwzględna mianownika zawiera się miedzy zerem a

jednością to:0 1 1 K to K K f

czyli następuje zwiększenie wzmocnienia a sprzężenie nazywamydodatnim.

b) Jeżeli wartość bezwzględna mianownika jest zbliżona do jedności czyli:1 0 K

układ staje się generatorem ze sprzężeniem zwrotnym.W naszych rozważaniach należy zwrócić uwagę na fakt, że jeśli wzmocnienie K będzie bardzo duże, lub wręcz będzie dążyło do nieskończoności to wówczas o parametrach układu decydować będzie charakter sprzężenia zwrotnego gdyż:

K f 1

Analizując skutki wprowadzenia sprzężenia zwrotnego musimy wprowadzić pewien podział sprzężeń ze względu na sposób pobierania sygnału z wyjścia a




- 56 -

następnie podawania go na wejście wzmacniacza w tym także na rodzaj sygnału naktóry działamy. Na poniższym rysunku pokazane zostały podstawowe rodzaje sprzężeń:

Sprzężenie napięciowe – szeregowe.

Sprzężenie napięciowe – równoległe.

Sprzężenie prądowe – szeregowe.

Sprzężenie prądowe – równoległe.




- 57 -

Rys.5.1.2.Jak widać z powyższych rysunków rozróżniamy sprzężenia napięciowe i prądowew zależności od tego co jest sygnałem porównywanym, prąd czy też napięcie.Drugim równolegle działającym podziałem jest rozróżnienie sprzężenia

szeregowego i równoległego w zależności od położenia sygnałów wejściowego isygnału sprzężenia. Najczęściej stosowanym sprzężeniem zwrotnym jest ujemne sprzężenie. Daje onowiele pozytywnych oddziaływań na pracę układu. Do najważniejszych z nichnależą:

zmniejszenie zniekształceń nieliniowych poszerzenie pasma przenoszenia wzmacniacza możliwość kształtowania charakterystyki układu

możliwość zmiany wartości impedancji wejściowej i wyjściowejukładu zmniejszenie oddziaływań zewnętrznych czynników na pracę układu

Wszystkie te zalety są jednak najczęściej okupione zmniejszeniem wzmocnieniaukładu oraz jego stabilności w zakresach pewnych częstotliwości pracy. Poniżej przedstawione zostaną najważniejsze cechy układów ze sprzężeniem ujemnym.W rozważaniach nad zmianą pasma przenoszenia układu najlepiej posłużyć się przykładową zmianą charakterystyki amplitudowo - częstotliwościowej

wzmacniacza po zastosowaniu ujemnego sprzężenia zwrotnego.

Rys.5.1.3.




- 58 -

Tabela właściwości wzmacniaczy ze sprzężeniami.Podstawowe cechy charakteryzujące właściwości wzmacniacza po wprowadzeniuujemnego sprzężenia zwrotnego przedstawiono w tabeli.

Sprzężenie

Parametr napięciowe-szeregowe

prądowe -równoległe

napięciowe -równoległe

prądowe - szeregowe

Wzmocnienienapięciowe

K uf

maleje bez zmian

K u

bez zmian

K u

malejeK

K U

U U1

Wzmocnienie prądowe

K if

bez zmian

K i

maleje

K

K i

i i1

malejeK

K i

i i1

bez zmian

K i

Impedancjawejściowa

Zwef

rośnieZwe(1+uK u)

malejeZ

K we

i i1

malejeZ

K we

i i1

rośnieZwe(1+uK u)

Impedancja

wyjściowaZwyf

malejeZ

K

wy

u u1 0

rośnie

Zwe(1+iK iz)

malejeZ

K

wy

u u1 0

rośnie

Zwe(1+iK iz)

Gdzie oznaczono przez:

u =

USUwy współczynnik sprzężenia napięciowego

i =

IS

Iwy współczynnik sprzężenia prądowego

K u - wzmocnienie napięciowe bez sprzężenia zwrotnego

K i - wzmocnienie prądowe bez sprzężenia zwrotnego

K u0- wzmocnienie napięciowe przy rozwartym wyjściu

K iZ- wzmocnienie prądowe przy zwartym wyjściu

Jednocześnie rozpatrując zmiany charakterystyk amplitudowych i fazowych należy

zwrócić uwagę na stosunkowo prostą do przewidzenia zmianę szerokości pasma przenoszenia układu ze sprzężeniem zwrotnym w porównaniu do samego

K K

U U U 1




- 59 -

f gd

K u1

wzmacniacza. Zaprezentowana poprzednio zmiana charakterystyki amplitudowo -częstotliwościowej jest jedynie rysunkowym wyobrażeniem zmian tejcharakterystyki. Poszczególne punkty charakterystyczne można jednak obliczyćstosunkowo prosto z następujących wzorów:

f ggf = f g(1+K max)

f gdf =

Przy rozpatrywaniu wpływu sprzężeń zwrotnych na pracę układu należy zwrócićuwagę na pewne zależności teoretyczne przydatne później do szybkiej ocenycharakteru zmian dokonujących się w układzie wzmacniacza po zapięciu obwoduujemnego (lub dodatniego) sprzężenia zwrotnego. Przy omawianiu pewnychzależności musimy brać pod uwagę fakt, że zarówno współczynnik wzmocnienia jak i współczynnik sprzężenia zwrotnego są liczbami zespolonymi w funkcjiczęstotliwości. Oznacza to ,że przy pewnych częstotliwościach może nastąpićwzbudzanie się układu, czyli jego niestabilność.Tak więc zapisujemy:

j

K K j K e j Ke j

j e j e j

^ ^

^ ^

Aby określić właściwości układu stosuje się iloczyn wzmocnienia i sprzężeniazwrotnego:

K ^ ^

nazywany wzmocnieniem pętli układu ze sprzężeniem zwrotnym. Jako wynik

działania na liczbach zespolonych sam jest również liczbą zespoloną posiadającą część rzeczywistą oznaczaną jako:

Re( ˆK ˆ )

oraz urojoną zapisywaną jako:

Im( ˆK ˆ )

Jeżeli wykonamy wykres zależności tych części od siebie, to znaczy stworzymy

funkcję: Im( ˆK ˆ ) = f[Re( ˆK ˆ )] otrzymamy krzywą na płaszczyźniekartezjańskiej ilustrującą zachowanie się wzmacniacza ze sprzężeniami w




- 60 -

zależności od charakteru sprzężenia i wzmacniacza. Tego rodzaju wykresnazywamy wykresem biegunowym ponieważ wskazuje zachowanie się biegunówfunkcji przy zmianie częstotliwości sygnału od -do Jednym z bardziej prostych sposobów zachowania się naszego układu jest określenie tzw. kryterium

stabilności. Jednym z najprostszych tego typu kryteriów jest kryterium Nyquista określające najogólniej rzecz biorąc, iż układ jest niestabilny jeżeli krzywawykresu biegunowego naszej funkcji przechodzi przez punkt (1, j0) lub też goobejmuje.

Rys.5.1.4.

Prezentowany uprzednio sposób określenia stabilności układu jest typowoteoretycznym, a więc wymagającym wykonania określonych obliczeń na baziedanych układowych. Nie zawsze jest to możliwe lub wygodne. Informacjedotyczące stabilności układu można uzyskać również z charakterystyk amplitudowo-częstotliwościowych oraz fazowo- częstotliwościowych gdzie wfunkcji częstotliwości rozpatrujemy zmianę iloczynu K . Charakterystyki te dlaułatwienia aproksymuje się odcinkami prostych tworząc tzw. wykres Bodego.Przypomnijmy fakt który może uszedł naszej uwadze z poprzednich stron:

K X

X

X

X

K X

X

X

X

X

X

wy

R

S

wy

wy

R

S

wy

S

R

Jak więc widzimy tajemniczy iloczyn K jest niczym innym jak stosunkiem

sygnału wychodzącego ze sprzężenia zwrotnego do węzła sumacyjnego i sygnałuwchodzącego do wzmacniacza z tegoż węzła sumacyjnego. Iloczyn ten więc




- 61 -

można zmierzyć stosunkowo prosto w sposób empiryczny co też często się praktykuje unikając analitycznego żmudnego obliczania układu.Przyjrzyjmy się teraz samej metodzie na przykładowych charakterystykach przedstawionych poniżej.

Rys.5.1.5.

Jak widać z powyższego przykładu wykres Bodego tworzymy tak aby prosteaproksymujące rzeczywistą charakterystykę były oddalone o 3 dB co wyznacza punkty charakterystyczne zaznaczone jako kolejne częstotliwości graniczne f

g1

,

f g2, f g3. Przesunięcie fazowe układu jest ściśle związane z nachyleniem wykresu

Bodego. Nachyleniu 20dB/dek (decybeli na dekadę czyli zmiana wartości o 20 dB

przy dziesięciokrotnej zmianie częstotliwości ) odpowiada przesunięcie fazy o 900

natomiast nachyleniu 40dB/dek odpowiada przesunięcie o 1800 i wreszcie 60

dB/dek odpowiada 2700. Kryterium stabilności układu będzie więc wyglądałonastępująco: układ jest stabilny gdy charakterystyka K przecina ośczęstotliwości ze stromością mniejszą niż 40 dB/dek.

Prawdziwość tego sformułowania wynika z zależności widocznej na wykresie:




- 62 -

K dB = 0 dB oznacza K = 1 a wówczas .

Aby być pewnym wysokiej stabilności układu określa się tzw. margineswzmocnienia oraz margines fazy. Pojęcia te przedstawiono przykładowo na

poniższej charakterystyce.

Jak widać z powyższego przykładu przez margines wzmocnienia “A” rozumiemy

wartość o jaką moduł jest mniejszy od jedności (0 dB) przy częstotliwościdla której przesunięcie fazy jest równe 1800, natomiast marginesem fazy

nazywamy wartość o jaką przesunięcie fazowe jest mniejsze od 1800 gdy moduł jest równy jedności (0 dB). W praktyce pojęcia te pozwalają na określenieoperacji jakie musimy przeprowadzić na układzie aby osiągnąć jego wysoką stabilność. Tego rodzaju czynność nazywamy kompensacją częstotliwościową i praktycznie stosujemy ją zawsze w układach o dużych wzmocnieniach ( np.wzmacniaczach operacyjnych).

Praktyczne zastosowanie właściwości sprzężeń zostanie zaprezentowanew rozdziale następnym, w którym połączymy wiadomości o wzmacniaczach poznane poprzednio z wiadomościami o sprzężeniach zwrotnych.




- 63 -

5.2. Zastosowanie sprzężeń zwrotnych.

W dotychczasowych rozważaniach o wzmacniaczach małosygnałowych lub też owzmacniaczach mocy nie stosowaliśmy pojęcia sprzężenia zwrotnego, pomimo iżelementy tego sprzężenia pojawiały się w naszych rozważaniach. Przykładem jestwprowadzenie opornika emiterowego zapewniającego stabilizację temperaturową układu w układzie wspólnego emitera lub opornik emiterowy w układziewspólnego kolektora. W tym drugim przypadku mamy do czynienia zestuprocentowym ujemnym sprzężeniem zwrotnym (brak pojemności emiterowej bocznikującej opornik emiterowy). Sprzężenie jest tym większe im większa jestwartość rezystancji emiterowej, zapewnia to tym silniejszą stabilizację punktu pracy. W układach wzmacniaczy stosuje się wielką różnorodność sprzężeń, stądteż przedstawimy tu tylko najbardziej reprezentatywne. Napięciowe sprzężeniazwrotne realizowane we wzmacniaczach przedstawione zostały poniżej.

Rys.5.2.1.

Powyższy układ to napięciowe - równoległe sprzężenie zwrotne. Wukładzie tym rezystor R f spełnia rolę sprzęgania obwodu wyjściowego

wzmacniacza (pobiera napięcie U2) z obwodem wejściowym. Ponieważ układ jest

jak widać w konfiguracji WE, następuje w nim przesunięcie fazy sygnału o 1800 ,tak więc podanie tego sygnału powtórnie na wejście oznacza stworzenie pętlisprzężenia ujemnego. Wielkościami oddziaływającymi jest w obu przypadkach tj.zarówno wejścia jak i wyjścia, napięcie mówimy więc o sprzężeniu napięciowym.Rozpatrując strzałki napięć sygnału wyjściowego i sygnału sprzężenia

stwierdzamy iż są skierowane do siebie równolegle, jest to więc sprzężenierównolegle. Inną odmianę sprzężenia napięciowego przedstawiono poniżej.




- 64 -

Rys.5.2.2.

Tu mamy do czynienia z nieco inaczej skonfigurowanym układem. Napięcie

wyjściowe jest podawane szeregowo do układu, dokładnie rzecz biorąc dodaje się do spadku napięcia na rezystorze emiterowym pierwszego tranzystora. Daje toefekt szeregowego wprowadzenia sygnału do obwodu wejściowego ponieważnapięcie wyjściowe zmieniając wartość napięcia na R E1 prowadzi do zmianynapięcia baza-emiter tranzystora wejściowego na które oddziałowuje jednocześniesygnał wejściowy. Tu następuje szeregowe sumowanie się napięć wejściowego inapięcia ze sprzężenia zwrotnego. Mamy więc do czynienia z napięciowym -szeregowym sprzężeniem zwrotnym.Innym zagadnieniem są sprzężenia prądowe. Rzadko stosuje się rzeczywiste

sprzężenia prądowe z uwagi na trudności układowe w realizacji sprzężenia prądowego. Dlatego też częściej mamy do czynienia z tzw. sprzężeniami quasi- prądowymi, w których prąd wyjścia działa na prąd wejścia, lecz nie odbywa się tow sposób bezpośredni a za pośrednictwem innej wielkości. Najczęściejspotykanym sprzężeniem prądowym jest zaprezentowany poniżej wzmacniacz osprzężeniu quasi-prądowym szeregowym. Jest to niezwykle popularny układ WEz opornikiem emiterowym.

Rys.5.2.3.




- 65 -

Prezentowane powyżej sprzężenie lokalne emiterowe klasyfikowane jest jakoszeregowe quasi - prądowe na zasadzie istnienia równości prądów kolektora iemitera przy oczywistym założeniu prądu bazy o wartości pomijalnej. W tym przypadku prąd kolektora traktowany jest jako wyjściowy i w sposób oczywisty

jest związany bezpośrednio z prądem emitera a ten działa bezpośrednio na prąd bazy poprzez spadek napięcia na rezystorze emiterowym co zmienia napięcie Ueb

a więc i prąd bazy. Bardziej reprezentatywnym sprzężeniem prądowym jest prezentowane poniżej sprzężenie równoległe w którym wyraźnie prąd z wyjściazostaje przeniesiony na wejście przez rezystor sprzężenia zwrotnego.

Rys.5.2.4.

W ramach omawiania typowych układów sprzężeń nie można pominąć często

używanego dodatniego sprzężenia zwrotnego znanego jako bootstrap. Sprzężenieto poprzez kompensację napięcia wejściowego prowadzi do wzrostu impedancjiwejściowej układu dla przebiegów zmiennych, co pozwala osiągnąć niesłychaniemałe obciążanie stopni poprzednich. Będą to więc układy wzmacniaczy bardzosłabych sygnałów źródeł prądowych. Przykład takiego rozwiązania demonstrujemy poniżej. Na pierwszym rysunku pokazujemy typowy wzmacniacz w układzie WK (wtórnik emiterowy) zasilony ze źródła napięcia 12V i sygnałem z generatora.Przyrządy dopięte do układu pokazują wartości prądów i napięć sygnałuwzmacnianego.

Rys.5.2.5.




- 66 -

Należy tutaj zwrócić uwagę na prąd sygnału pobierany przez układ z generatora.Możemy mając jednocześnie wartość napięcia sygnału określić impedancję wejściową układu. Zwróćmy też uwagę na wzmocnienie napięciowe. Poniżej ten

sam układ ale z dodanym sprzężeniem dodatnim poprzez pojemność 10[F] irezystor 4700 [ czyli z tzw. bootstrapem.

Rys.5.2.6.

I zwróćmy uwagę na prąd pobierany ze źródła sygnału. Różnica bardzo wyraźna bo prawie pięćdziesięciokrotna, a przy tym wzrosło wzmocnienie napięciowe. Wten sposób można osiągnąć impedancje wejściowe wręcz megaomowe przytradycyjnym układzie wzmacniacza z tranzystorem bipolarnym.

6.0. Wzmacniacze mocy6.1. Wzmacniacze mocy transformatorowe - klasa A.

Wzmacniacze mocy należą do grupy wzmacniaczy o niewielkichimpedancjach obciążenia. Mamy do czynienia z układami operującymi z regułyznacznymi prądami. Pierwsze wzmacniacze mocy wykonywane były w oparciu olampy elektronowe co wymusiło stosowanie transformatorów wyjściowych w tychukładach. Przyczyną stosowania transformatorów było zarówno niezbędne

dopasowanie impedancyjne do obciążenia jak i izolacja galwaniczna obwodówwzmacniacza i odbiornika. Pamiętajmy, że wzmacniacze lampowe zasilane byłyznacznymi napięciami anodowymi. Pojawienie się wzmacniaczy tranzystorowychzmieniło zasady konstrukcji wzmacniaczy mocy, chociaż nadal w specjalnychzastosowaniach używa się transformatorów wyjściowych. Dotyczy to głównie przypadków gdy niezbędna jest izolacja galwaniczna obwodów wzmacniacza iodbiornika. Sytuacje takie występują głównie w zastosowaniach przemysłowych,układach automatyki lub przetwornikach energii elektrycznej (prostownikisterowane, falowniki oraz inne układy tyrystorowe). Dlatego też nasze rozważaniarozpoczniemy od wzmacniaczy z wyjściem transformatorowym. Jako pierwszyrozpatrzymy układ w konfiguracji wspólnego emitera pracujący w klasie A z




- 67 -

transformatorem jako obciążeniem kolektorowym.

Rys.6.1.1.

Dla powyższego układu punkt pracy przyjmujemy tradycyjnie w połowie napięciazasilania co gwarantuje minimalne zniekształcenia nieliniowe sygnałuwyjściowego. Obciążeniem tranzystora jest dla prądu stałego rezystancjauzwojenia pierwotnego transformatora. Charakterystyka wyjściowa tranzystora

zmienia się tutaj w sposób niesłychanie niekorzystny ponieważ dla sygnałówzmiennych rezystancja obciążenia jest znacznie różna od rezystancji bez sygnału.

Rys.6.1.2.

Jak widzimy z powyższych charakterystyk wynika, że dla pracy bezsygnałowej




- 68 -

napięcie UCE ze względu na małą rezystancję uzwojeń tranzystora jest zbliżone do

napięcia zasilania UCC. Dla sygnału sterującego sytuacja zmienia się ponieważ doobwodu kolektora zostaje przetransformowana rezystancja obciążenia:

2L

O n

R R

W związku z powyższym zjawiskiem zmienia się nachylenie charakterystykiobciążenia i co wynika z powyższej charakterystyki maksymalne napięcie UCE zbliża się do podwójnego napięcia zasilania, oznacza to dosyć specyficzny dobór tranzystorów do takiej pracy. Powyższe fakty oznaczają tracenie dużej części mocyw tranzystorze. Jeżeli oznaczymy współczynnik wysterowania tranzystora przez to moc użyteczna określona jest wzorem:

Pu

ICA UCEA 2

2 2gdzie 1

Dla pełnego wysterowania maksymalna moc użyteczna wynosi:

P U I Pu CEA CA Cmax 1

2

1

2

Wartość średnia prądu płynącego przez kolektor jest w naszym przypadku stała, awięc moc pobierana ze źródła zasilania też jest stała. Moc tracona w tranzystorze(zamieniana w ciepło!) wynosi :

PC = PZ – PU

Sprawność układu wynosi więc:

max

1

1

50%R

R o

Jak z tego widać maksymalna sprawność (teoretyczna) wynosi 50%, lecz dla

sygnałów o dużej dynamice jak sygnały akustyczne ponieważ współczynnik wysterowania rośnie sprawność jest bardzo mała (zależy od kwadratu ).Dodatkową wadą jest duży oraz trudny do wykonania transformator. Należy bowiem pamiętać, że przez transformator płynie średni prąd stały powodujący podmagnesowywanie rdzenia, a to z kolei prowadzi do wcześniejszego nasycaniardzenia i powstawania zniekształceń nieliniowych przebiegu transformowanego.

Odmianą tego rodzaju wzmacniacza jest układ przeciwsobny ztranzystorami komplementarnymi i transformatorem z uzwojeniem dzielonym będącym obciążeniem kolektorowym. Układ ten pracuje również w klasie A ,

posiada więc te same cechy co układ poprzedni. Zwiększa się jedynie dwukrotnie jego moc wyjściowa.




- 69 -

Rys.6.1.3.

Układ powyższy cechuje oprócz dwukrotnie zwiększonej mocy zmniejszone w

stosunku do niesymetrycznego zniekształcenia nieliniowe. Przyczyną polepszeniawspółczynnika zniekształceń nieliniowych jest fakt eliminacji harmonicznych parzystych przez układ transformatora połączonego przeciwsobnie. Przy dużejsymetrii układu rdzeń transformatora nie jest magnesowany ponieważ średnie prądy płyną przeciwnie i ich efekty magnesujące odejmują się. Aby polepszyćsprawność energetyczną układu można spolaryzować tranzystory tak aby osiągnąćklasę B, co pozwoli ograniczyć straty mocy w tranzystorach wzmacniacza.Uzyskujemy wówczas wzmacniacz o sprawności około 80% (nie większej jak 78,5%) lecz rosną zniekształcenia nieliniowe sygnału wyjściowego na skutek

pojawienia się tzw. zniekształceń skrośnych pochodzących od silnych zmian h11i h21m, które to parametry silnie zależą od prądu kolektora zmieniającego się

wówczas od wartości bliskich zeru do wartości maksymalnych danegowzmacniacza.

6.2. Wzmacniacze mocy beztransformatorowe.

Aby uniknąć kłopotów z transformatorem i gdy nie musimy dokonywaćizolacji galwanicznej pomiędzy układem wzmacniacza a odbiornikiem stosowanesą wzmacniacze mocy przeciwsobne beztransformatorowe. Jednocześniewarunkiem powodzenia w takiej konfiguracji jest zbliżona wartość rezystancjiobciążenia i rezystancji wyjściowej wzmacniacza. W zależności od sposobuzasilania układu (symetryczne lub niesymetryczne) stosujemy odpowiedniekonfiguracje wyjścia wzmacniacza (z kondensatorem wyjściowym lub bez niego). Najogólniej zasadę działania wzmacniacza przeciwsobnego ilustruje poniższy przykład.




- 70 -

Rys.6.2.1.

W układach zaprezentowanych powyżej zasada pracy jest podobna i polega nafakcie, że odpowiednio spolaryzowane tranzystory jeden npn drugi zaś pnp pozwalają osiągnąć w punkcie pomiędzy emiterami tranzystorów poziom napięciarówny połowie napięcia zasilającego. W pierwszym przypadku daje to potencjałwzględem masy równy zeru. Tak więc w stanie spoczynkowym (tylko przystałoprądowej polaryzacji baz tranzystorów) przez obciążenie nie płynie żaden prąd . Jeżeli na wejście wzmacniacza zostanie podany sygnał zmienny toodpowiednio sumując się z napięciem polaryzacji baz spowoduje wysterowanietranzystora npn (dla dodatniej połówki sygnału) lub pnp (dla ujemnej).

W rezultacie potencjał w punkcie środkowym zmieni się proporcjonalnie dosygnału sterującego i przez obciążenie popłynie prąd. Dla układu o zasilaniuniesymetrycznym zasada działania opiera się na fakcie, że przy dodatniej połówcenapięcia sygnału wejściowego płynie prąd przez tranzystor npn i obciążenie ,ładując jednocześnie kondensator C. W ujemnej połówce sygnału energiazmagazynowana w tranzystorze służy do zasilania tranzystora pnp. Fakt ten jestniesłychanie istotny do doboru kondensatora, zbyt mała jego pojemność powodujezniekształcanie ujemnej połówki sygnału. Kondensator ten dobieramy ze względuna częstotliwość graniczną dolną i rezystancję obciążenia.

CR gd L

2

Należy przy tym zwrócić uwagę, że układ ten jest przeciwsobnym połączeniemwtórników emiterowych (obciążenie od strony emitera) a więc układów WC.Mamy więc tutaj do czynienia z układem o dużym wzmocnieniu prądowym, przywzmocnieniu napięciowym mniejszym od jedności. Warunkiem dobrej jakościsygnału wyjściowego jest duża symetria elementów aktywnych. Problemem stajesię natomiast fakt płynięcia przez obciążenie znacznych prądów, co wymagadużych wzmocnień prądowych tranzystorów przy dużych prądach kolektora. Dlatranzystorów dużej mocy jest to nieosiągalne, stąd też zamiast pojedynczychtranzystorów mocy, stosuje się układy Darlingtona. Dodatkową niedogodnością




- 71 -

jest problem stabilizacji temperaturowej punktu pracy. Aby uniknąć wpływówtemperatury (w stopniach mocy dosyć znacznych) układowo zabezpieczamy się stosując w polaryzacji bazy elementy dające przeciwne efekty temperaturowe.Przykład takiego zabezpieczenia oraz dodatkowego stopnia Darlingtona podano w

układzie zamieszczonym poniżej. We wzmacniaczu diody D1 i D2 pełnią podwójną rolę, po pierwsze zapewniają odpowiednią polaryzację baz tranzystorów, po drugie zaś równoważą termicznie układ. Dioda D3 ma za zadanie ochronę

tranzystorów w przypadku silnych obciążeń indukcyjnych (a takie są przecieżimpedancje głośników).

Rys.6.2.2.

Układ wzmacniacza składa się z dwóch par tranzystorów w układzie Darlingtona,natomiast tranzystor T1 pełni rolę układu odwracania fazy dla tranzystorów mocy, polaryzując jednocześnie ich bazy. W rozważaniach na temat zasad pracy takiegoukładu bardziej pomocny będzie uproszczony układ prezentowany już uprzednio.

W oparciu o jego charakterystyki omówimy zjawiska zachodzące we wzmacniaczumocy przeciwsobnym i zastanowimy się nad rodzajem klasy w jakiej powinien pracować. Do naszych rozważań użyjemy wcześniej prezentowanych przykładowych charakterystyk tranzystorów.




- 72 -

Rys.6.2.3.W naszym układzie mamy parę komplementarną (T1 – T2) zasilaną symetrycznie

względem masy przez dwa źródła napięcia (+UCC) oraz (-UCC), obciążoną

rezystancją obciążenia R L. Należy tutaj zwrócić uwagę, że układ jest złożeniemdwóch układów wspólnego kolektora (wtórników emiterowych), z których pierwszy składa się z tranzystora T1 zasilanego z (+UCC) i obciążonego

rezystancją R L. Drugi wtórnik to samo obciążenie i tranzystor T2 zasilany z (-

UCC). Jeżeli bazy tranzystorów zostaną spolaryzowane tak aby tranzystory były wstanie odcięcia, czyli założymy pracę w klasie B to sygnał przychodzący nawejście układu będzie wysterowywał odpowiedni tranzystor do znaku przychodzącego sygnału. I tak dodatnie połówki sygnału zwiększą napięcie

UBE tranzystora T1(npn)wprowadzając go w stan aktywny, jednocześnie pogłębiając stan zatkania tranzystora T2 (pnp).

Tak więc prąd może popłynąć jedynie od źródła napięcia +UCC poprzez

tranzystor. T1 i rezystor obciążenia R L do masy. Gdy na wejściu pojawi się

połówka sygnału ujemna sytuacja się odwróci i pracował będzie tranzystor T2

zasilany ze źródła (-UCC) i obciążony tym samym obciążeniem R L. Na

charakterystykach ten rodzaj pracy wyglądał będzie następująco:




- 73 -

Rys.6.2.4.

Analizując powyższy układ charakterystyk stwierdzić możemy następujące fakty:

1. W przypadku wybrania punktów pracy tranzystorów tak aby ich punkt pracy

znajdował się w punkcie pracy klasy B uzyskujemy stan w którym przeztranzystory przy braku sygnału prąd nie płynie, czyli osiągamy możliwą maksymalną sprawność układu.

2. Umieszczenie punktu pracy w punkcie B powoduje, że w punkcie

charakterystycznym zaznaczonym na charakterystykach następuje przejściez charakterystyki tranzystora T1 na charakterystykę tranzystora T2 wsposób nieciągły, co daje wyraźny efekt zniekształcenia sygnałuwyjściowego wzmacniacza, czyli wprowadzenia zniekształceń nieliniowych

do sygnału. Wielkość tych zniekształceń zależeć będzie od dokładnościdoboru punktu B, zjawisk termicznych w tranzystorach oraz zjawisk związanych z charakterem obciążenia wzmacniacza.

3. Początkowy przyrost prądu emitera jest silnie nieliniową funkcją przyrostunapięcia pomiędzy bazą i emiterem (UBE) co daje w efekciesilne zniekształcenia skrośne dające w efekcie spłaszczenie części sygnałuw zakresie małych amplitud. Zniekształcenia te są silnie słyszalne,zwłaszcza dla małych amplitud.

4. Dokładność doboru umiejscowienia punktu B wiąże się również ze




- 74 -

zjawiskami zachodzącymi przy wzmacnianiu niewielkich sygnałów, przyzbyt głębokim wejściu w klasę B może wystąpić efekt pojawiający się dopiero w klasie C czyli wzmacnianie sygnałów dopiero od pewnego początkowego poziomu sygnału.

Aby uniknąć powyższych niedogodności punktów 2 i 3 wprowadzono dlawzmacniaczy akustycznych klasę pośrednią pomiędzy A i B, zwaną klasą AB.W klasie tej wprowadza się wstępną polaryzację baz tranzystorów tak, aby przeznie płynął niewielki prąd spoczynkowy. Pogarsza to wprawdzie sprawność układu,lecz pozwala uniknąć zniekształceń sygnału.

Rys.6.2.5.

W układach powyższych zakładaliśmy, że źródło sygnału wzmacnianego jest typunapięciowego. Prowadzi to do znacznych zniekształceń wzmacnianego sygnału, w przypadku gdy pragniemy osiągnąć możliwie dużą moc wyjściową.. Przyczyną tego zjawiska jest wspomniana uprzednio zmiana rezystancji wejściowejwzmacniacza wraz ze zmianą prądu kolektora (patrz zmiany h11 i h21 od IC orazwzór na rezystancję wejściową), a więc i zmiana obciążenia źródła sygnału.Uniknięcie tego efektu możliwe jest przy zasilaniu wzmacniacza mocy ze źródła prądu. Uproszczony schemat takiego zasilania przedstawiony jest poniżej.




- 75 -

Rys.6.2.6.

W powyższym układzie obciążeniem tranzystora T1 jest źródło prądu, zaś prądtranzystora ustalany jest poprzez rezystor R B tak aby składowa stała napięcia

wyjściowego była równa zeru.Aby można było prowadzić dalsze rozważania o wzmacniaczach niezbędne stajesię wprowadzenie pojęcia sprzężenia zwrotnego oraz określenia jego skutków na pracę wzmacniacza. Sprzężenia zwrotne zostały omówione w rozdziale poprzednim, teraz możemy zastanowić się nad ich zastosowaniem praktycznym wewzmacniaczach mocy. Przedstawiane dotychczas układy wzmacniaczy mocy byłytylko najprostszym przedstawieniem zasady pracy tych wzmacniaczy. Teraz przyjrzyjmy się kompletnym układom wzmacniaczy mocy posługując się typowymi układami fabrycznych wzmacniaczy mocy, w tym także produkowanych w postaci układów scalonych.

Układ wzmacniacza WS-318 (jeden kanał).

Rys.6.2.7.




- 76 -

Jak widzimy układ wzmacniacza jest nieco bardziej złożony w porównaniu z poprzednio rozpatrywanymi. Wprawdzie spotykamy znane nam elementy układu jak dwie pary tranzystorów w układzie Darlingtona (T5-T6, T7-T8), tranzystor

polaryzujący układ wyjściowy i zapewniający stabilizację temperaturową (T4)

znajdujący się z reguły na tym samym radiatorze co tranzystory mocy. Nowością dla nas jest układ wejściowy zbudowany w oparciu o wzmacniacz różnicowyskładający się z pary tranzystorów (T1 i T2). I tu właśnie widzimy silne ujemnesprzężenie zwrotne realizowane przez połączenie wyjścia wzmacniacza w sposób bezpośredni z tranzystorem pary różnicowej. Sprzężenie to silnie stabilizuje punkt pracy układu zapewniając w stanie bezsygnałowym napięcie wyjściowe równezeru. Warunek ten musi być zachowany we wzmacniaczu o bezpośrednim wyjściudo odbiornika, w przeciwnym wypadku popłynie stały prąd przez odbiornik będący niekorzystnym z dwóch powodów, wzrost strat mocy oraz podmagnesowywanie głośników. Tranzystor T3 ma na celu wzmocnienie sygnałuzbieranego z rezystora kolektorowego tranzystora T1 pary różnicowej orazzapewnienie wstępnej polaryzacji układu końcowego wzmacniacza mocy. Układnasz nie posiada jedynie zabezpieczeń nadprądowych często w takichwzmacniaczach stosowanych. Jak one wyglądają pokażemy na przykładowymschemacie zamieszczonym poniżej. W przypadku naszego układu producentzabezpieczył wzmacniacz bezpiecznikami wyjściowymi nie zaznaczonymi naschemacie ponieważ znajdują się poza płytą wzmacniacza.

Rys.6.2.8.

Mamy tutaj do czynienia z ciekawym sposobem zasilania tranzystora sterującegokońcówką mocy a mianowicie poprzez źródło prądu zrealizowane na tranzystorachT1 i T2 w którym prąd ustawiany jest wielkością rezystora R S. Tranzystory T6 i

T7 są tranzystorami końcowymi mocy posiadającymi w swoich emiterach




- 77 -

rezystory R E o niewielkiej rezystancji (poniżej 0,5). Prąd płynąc przez te

rezystory powoduje na nich spadek napięcia będący jednocześnie napięciem UBE

tranzystorów T4 i T5. Jeżeli prąd jest zbyt duży (odpowiednio dobrany rezystor) na

rezystor ze pojawia się napięcie wystarczające do wysterowania tranzystorazabezpieczającego (T4 lub T5) który swoimi końcówkami kolektora i emitera

zamknie obwód bazy tranzystora mocy powodując jego wyłączenie. Należy pamiętać, że w stanie zwarciowym moce odkładające się na tranzystorachzabezpieczających są znaczne (porównywalne z pełną mocą wzmacniacza) itranzystory te muszą być na tą sytuacje odpowiednio dobrane.

Coraz częściej spotykamy się w praktyce ze wzmacniaczami budowanymi jako układy scalone hybrydowe lub o średniej skali integracji. Układy hybrydoweto wzmacniacze montowane z elementów dyskretnych serii miniaturowej na

odpowiednim podłożu ceramicznym wyposażone w większość elementówniezbędnych do pracy. Są one coraz rzadziej stosowane pozostając domeną układów specjalizowanych. Ich konstrukcja nie różni się od omawianych wcześniejukładów. Natomiast wzmacniacze mocy wykonywane jako układy scalone różnią się nieraz znacznie układowo od wzmacniaczy dyskretnych.

6.3. Wzmacniacze mocy scalone.Omawianie monolitycznych wzmacniaczy mocy zaczniemy od możliwie

prostych wzmacniaczy . Pamiętajmy, że monolityczne wzmacniacze realizowane

są w zakresach mocy od miliwatów do kilkudziesięciu watów. Stąd tez złożonośćich konstrukcji jest bardzo różna. Obecnie konstruowane wzmacniacze mocymonolityczne w swej konstrukcji przypominają wzmacniacze operacyjne anierzadko są nimi. Z punktu widzenia technologii wzmacniacze te konstruowanesą na podłożu krzemowym wykorzystując wszelkie elementy tej technologii,oznacza to stosowanie zamiast rezystorów odpowiednio spolaryzowanychtranzystorów, źródeł prądu itp. Zobaczmy jak wygląda jeden z prostszych układówtej generacji. Posłużymy się tutaj wzmacniaczem LM384 firmy NationalSemiconductor. Jest to układ o mocy wyjściowej 5[W] przystosowany do zasilania

odbiorników o impedancji 4-8[] przy napięciu zasilania do 28[V].




- 78 -

Rys.6.3.1.

Układ wykonywany jest w obudowie 14-to nóżkowej, ale wykorzystywane są w praktyce tylko niektóre wyprowadzenia co widać na powyższym schemacie.Struktura układu jest bardzo prosta ponieważ wykorzystano do polaryzacjitranzystorów oraz jako ich obciążenie kolektorowe źródła prądu w konfiguracjilustra prądowego. Układ wejściowy stanowi typowy wzmacniacz różnicowy ztranzystorami Q3 - Q4 zasilany źródłem prądu na tranzystorach Q1 oraz Q2.

Obciążenie kolektorowe stanowi również źródło prądu z tranzystorami Q7-Q8.

Dodatkowo zastosowano tranzystory wejściowe Q5 i Q6 przesuwające potencjał

wejść do zera. Zabieg ten pozwala na uniknięcie konieczności stosowania pojemności wejściowych a zarazem zwiększa impedancję wejściową wzmacniacza (tutaj jest to 150k ) Sygnał po wzmocnieniu w stopniu różnicowymtrafia do typowego układu wzmacniacza końcowego z tranzystorami Q11 -Q12.

Tranzystory te sterowane są tranzystorem Q9. Dodatkowy tranzystor Q10 ma zazadanie wyrównanie wzmocnień i przesunięcie potencjału polaryzacji tranzystoraQ12 do właściwego poziomu. Wzmacniacz posiada wyjście sprzężenia zwrotnego pozwalające na korekcję częstotliwościową jego charakterystyki. Jak wyglądaaplikacja tego układu przedstawia poniższy schemat.




- 79 -

Rys.6.3.2.

Jak więc widzimy zastosowanie takiego układu jest niezwykle proste co przyniezbyt wygórowanych żądaniach odnośnie parametrów ułatwia konstruowanieurządzeń wzmacniających. Warto dodać, że wbrew pozorom nasz układ ma wcaleniezłe parametry; pasmo przenoszenie od około 120[Hz] do prawie 450[kHz](dolna częstotliwość wyznaczona kondensatorem sprzężenia 5F- dla 20Hz jest to100F),prąd wejściowy około 100nA, wzmocnienie mocowe około 31dB, poziomzniekształceń nieliniowych poniżej 0,25% co stanowi konkurencję dla

wzmacniaczy dyskretnych o prostej konstrukcji. Zastosowany w układzie rezystor R 2 i kondensator C2 są niezbędnym układem przeciwdziałającym wzbudzeniu się układu, jest to standardowe zabezpieczenie wyjść układów o dużym wzmocnieniu. Niezbędna jest również pojemność C4 wpięta możliwie najbliżej końcówkizasilającej układ (14 nóżka) odcinająca wszelkie zakłócenia pojawiające się nazasilaniu i uniemożliwiająca pojawianie się przesłuchów przenoszonych poprzez przewody zasilania.

7.0. Wzmacniacze operacyjne.7.1. Zastosowania wzmacniaczy operacyjnych.

Wzmacniacze operacyjne należą do popularnej grupy wzmacniaczy prądustałego. Ich geneza bierze początek od momentu gdy układy analogowe zostałyzastosowane do obliczeń matematycznych , czyli do wykonywania “operacji”matematycznych. Aby takie zadania mógł wykonywać wzmacniacz analogowyniezbędne są pewne założenia techniczne idealizujące ten wzmacniacz.Podstawowymi parametrami idealnego wzmacniacza są :




- 80 -

nieskończenie duże wzmocnienie przy otwartej pętli sprzężenia zwrotnego k u =

nieskończenie szerokie pasmo przenoszenia częstotliwości B = nieskończenie duża impedancja wejściowa Zwe =

nieskończenie mała impedancja wyjściowa Zwy = 0 nieskończenie duży dopuszczalny prąd wyjściowy Iwy max = nieskończenie mały prąd wejściowy Iwe = 0 nieskończenie duża stabilność termiczna.

Powyższe warunki okażą się niezbędne w dalszych rozważaniach i jak się będziemożna przekonać jedynie wzmacniacz o powyższych właściwościach będziespełniał warunki niezbędne do wykonywania działań matematycznych.Współczesne wzmacniacze operacyjne wykonywane w technologii scalonej

posiadają dwa wejścia jedno nieodwracające oznaczane znakiem “+” (podając nanie sygnał otrzymujemy go w tej samej fazie na wyjściu) i drugie odwracająceoznaczane przez “-” (sygnał zostaje odwrócony w fazie o 1800). Sygnałdoprowadzony między oba wejścia nazywamy sygnałem różnicowym. Jeżeli doobu wejść podamy ten sam sygnał zwany sygnałem współbieżnym na wyjściuwzmacniacza powinniśmy otrzymać stan zerowy co jest ważną cechą wzmacniaczy operacyjnych. Zapoznamy się teraz z podstawowymi układami pracy wzmacniaczy operacyjnych. W naszych rozważaniach przyjmiemy modelidealny spełniający przedstawione powyżej warunki.

7.1.1. Wzmacniacz odwracający.




- 81 -

Rys.7.1.1.

Zgodnie z wcześniejszymi założeniami wzmocnienie napięciowe wzmacniacza

przy otwartej pętli sprzężenia zwrotnego wynosi: k uUO

UI

, UD = 0 oraz I1

= I2 = 0. Cały prąd wejściowy płynący płynący przez rezystor R 1 płynie również przez rezystor R 2 a więc IR1 = IR2. przy tych warunkach napięcie w punkciewęzłowym UA wynosi 0. Stąd też otrzymamy proporcję:

UI UAR

UA UOR

UOUI

R

R

1 2

2

1

a więc wzmocnienie napięciowe układu wynosi: k u = R

R

2

1

znak “-” oznacza

odwrócenie znaku sygnału czyli odwrócenie jego fazy o 1800. Rezystancję R 3 dobieramy równą wartości równoległego połączenia R 1 i R 2. Taki dobór rezystoraR 3 zapewnia najlepszą kompensację błędu spowodowanego napięciemniezrównoważenia powstającym w rzeczywistym wzmacniaczu na skutek przepływu prądów wejściowych polaryzujących wzmacniacz. Jeżeli zastosujemy jednakowe rezystory R 1 i R 2 otrzymamy inwerter o wzmocnieniu k u = 1.W ogólnym przypadku zamiast rezystorów stosuje się impedancje Z1 i Z2 co pozwala kształtować charakterystykę wzmacniacza. Podstawową wadą

przedstawionej konfiguracji jest fakt, że dla uzyskania dużych wzmocnień układuw sprzężeniu zwrotnym stosujemy znaczne rezystancje które przy istnieniunieuniknionych pojemności pasożytniczych powodują zwiększenie stałychczasowych układu a zarazem zmniejszenie pasma częstotliwościowego. Abyuniknąć tego zjawiska stosuje się sprzężenie potencjometryczne

Rys.7.1.2.




- 82 -

]Dla takiego układu wzmocnienie napięciowe wynosi:

k u =

R

R

R

R

R

R

2

1 1

4

2

4

3




- 83 -

7.1.2. Wzmacniacz nieodwracający.

Rys.7.1.3.

Wprowadzając założenia identyczne jak poprzednio otrzymamy wzór nawzmocnienie napięciowe układu:

UO UIR

UIR

2 1a stąd: k u =

UOUI

R R

R

1 2

1

Szczególnym przypadkiem tego układu jest przypadek gdy rezystancja :R 1 = a R 2 = 0

Otrzymany wówczas wzmacniacz będzie miał wzmocnienie k u = 1[V/V]i będzie wtórnikiem napięciowym.

Rys.7.1.4.

Częstym przypadkiem jest konieczność wzmacniania sygnału podawanego nawejścia wzmacniacza jako sygnał różnicowy. Taki układ jest połączeniem dwóch




- 84 -

poprzednich i realizowany jest jako wzmacniacz różnicowy.

7.1.3. Wzmacniacz różnicowy.

Rys.7.1.5.

Prowadząc analizę tego układu podobnie jak w poprzednich przypadkach

zakładamy I1=I2=0, oraz UD = 0 - a więc układ równań będzie wyglądałnastępująco:

IR1 = IR2, IR3 = IR4, UA = UB UI1 = R 1IR1 + R 4IR4, UI2 = R 3IR3 + R 4IR4, UO = R 4IR4 - R 2IR2

z zależności powyższych wynika:

UO =

R

R UI

R

R R

R R

R UI

2

11

4

3 4

1 2

12

jeżeli wprowadzimy do układu stałą zależność: R

R

R

R 2

1

4

3 wzór przekształci




- 85 -

się w następujący:

UO = R

R UI UI

2

12 1

z którego wynika, że napięcie wyjściowe jest proporcjonalne do różnicy napięćwejściowych.Jak wspomniano poprzednio układ wzmacniacza prądu stałego pozwala nadokonywaniu przy jego pomocy podstawowych operacji matematycznych. Jedną znich jest dodawanie wartości napięć wejściowych.

7.1.4. Wzmacniacz sumujący.

Rys.7.1.6.

Zgodnie z poprzednimi założeniami rezystancja wejściowa wzmacniacza jest

nieskończenie duża, otrzymamy więc zależność prądów wejściowychwzmacniacza:

Iwe1 + Iwe2 + Iwe3 + ......... = IRS bo I1 = 0,a z powyższej zależności łatwo wyliczyć że:

UO R SUIR

UIR

UIR

1

1

2

2

3

3.....

co oznacza przy doborze jednakowych rezystorów wejściowych orazsprzęgającego; algebraiczne sumowanie napięć.

Bo jeżeli : R 1 = R 2 = R 3 = ......=R S to UO = (-1)(UI1+UI2+UI3+.....).




- 86 -

7.1.5. Wzmacniacz całkujący - integrator.

Wzmacniacz całkujący należy do bardziej popularnych układów z

zastosowaniem wzmacniacza operacyjnego. Układ ten uzyskujemy włączając wobwód sprzężenia zwrotnego pojemność a na wejście wzmacniacza rezystor.

Rys.7.1.7.

Aby rozpatrzyć działanie tego układu musimy zapisać zależności zachodzące wewzmacniaczu w sposób przenoszący zależności wielkości elektrycznych wdziedzinę czasu, czyli musimy je zapisać jako funkcję czasu. Z fizyki orazelektrotechniki wiemy, że pojemność ładuje się przy zasilaniu ze źródła napięcia wsposób nieliniowy. Matematyczny zapis tego przebiegu to:

iC(t) = C duCdt

gdzie wyrażenie du

dtC oznacza prędkość zmian napięcia na zaciskach pojemności,

czyli zmianę napięcia uC w czasie (t). Zapis tego rodzaju nazywamy zapisemróżniczkowym. Wprowadzenie pewnych podstawowych pojęć z zakresu analizymatematycznej (na poziomie matematyki szkoły średniej) jest tutaj niezbędne abymożna było precyzyjnie określić właściwości omawianych dalej układów

Wracając do rozważań o wzmacniaczu całkującym patrząc na

zaprezentowany uprzednio układ możemy zapisać podstawowe równanie tegowzmacniacza:




- 87 -

iwe t is t auwe t

R C

duwy t

dt( ) ( )

( ) ( )

Zapis powyższy wynika z faktu, że zgodnie z uprzednio przyjętymi założeniami

prąd wejściowy naszego wzmacniacza jest równy zeru. Tak więc prąd wejściowyukładu musi być prądem płynącym również przez kondensator do wyjścia układu.Zgodnie z przedstawionym wcześniej podstawowym rachunkiem całkowym dalsze postępowanie wygląda następująco:

uwe t

R C

duwy t

dt C

uwe t

RC

duwy t

dtca kujemy wyrażenie obustronnie wiedz c

żeduwy t

dtoznacza pochodn uwy wzglę dem czasu a

du t

dtu t

uwy tRC

uwet

t dt U podstawiaj c RC C

uwy tC

uwe tt

dt U

gdzie U napię cie na kondensatorze gdy t

:( )

ł ą

; ą

ą 1

00 0

1

00 0

0 0 0

Jak więc widzimy napięcie wyjściowe układu jest funkcją całki napięciawejściowego, ze wszystkimi tego konsekwencjami. Oznacza to równieżwykonywanie całkowania dla przebiegów zmiennych. Typowym przykładem jest podanie na wejście przebiegu sinusoidalnie zmiennego opisanego wzorem: uwe(t) =Umcost. Wiemy, że cosx jest pochodną sinx. Układ wykonując całkowaniewejściowego przebiegu - cost, odpowie nam na wyjściu:

uwy(t) = 1

0 0

C

t Usin

Pamiętając, że U0(0) jest warunkiem początkowym, np. w naszych rozważaniachzerowym to amplituda napięcia wyjściowego jest przesunięta w fazie o kąt 900 (różnica fazy pomiędzy funkcjami sinus i cosinus) oraz maleje ze wzrostem pulsacji z prędkością 20 [dB/dek].

Prezentowany powyżej układ jest teoretycznym ponieważ w praktyce stosuje się trochę inną konfigurację. Nie można dopuścić aby wzmacniacz pracował z otwartym sprzężeniem zwrotnym dla przebiegów stałoprądowych. Stądteż w obwód ujemnego sprzężenia zwrotnego zawsze daje się rezystancję wyznaczającą wzmocnienie układu. Taki właśnie układ prezentuję poniżej oraz jego cyfrowe symulacje.

Przedstawione poniżej symulacje dotyczą dwóch przypadków, zasilania układucałkującego napięciem sinusoidalnym oraz przebiegiem prostokątnym. Jako




- 88 -

pierwszy przedstawiamy przypadek zasilania przebiegiem sinusoidalnym.

Rys.7.1.8.

Przedstawione wyniki symulacji potwierdzają wcześniejsze rozważania.Oscyloskop oraz ploter Bodego wskazują wyraźnie przesunięcie fazowe 900. W przypadku napięcia wejściowego o kształcie prostokąta będziemy wyraźnie

obserwować dla niewielkich częstotliwości proces przeładowywania pojemności.

Rys.7.1.9.

Jak widzimy przebieg wyjściowy ma kształt przebiegu przeładowywanegokondensatora oraz układ wykazuje znacznie większe wzmocnienie niż poprzednio.Charakterystyka amplitudowo - częstotliwościowa potwierdza zależność amplitudynapięcia wyjściowego od częstotliwości przebiegu wejściowego.




- 89 -

Rys.7.1.10.

Układ zachowuje się jak filtr dolnoprzepustowy o stromości charakterystyki 20

[dB/dek]




- 90 -

7.1.6. Wzmacniacz różniczkujący.

Rys.7.1.11.

W prezentowanym układzie zgodnie z wcześniejszymi założeniami prądwejściowy układu będzie równy prądowi płynącemu w ujemnym sprzężeniuzwrotnym. Równania wyglądają więc następująco:

i t i t czyli Cdu t

dt

u t

R C

du t

dt RCu t u t

du t

dtgdzie

RC

we Swe wy

wewy wy C

weC

:

1 1

Jak widać z powyższego równania napięcie wyjściowe jest pochodną napięciawejściowego. W przypadku napięć sinusoidalnych o zapisie: uwe(t) = Umsintodpowiedzią układu będzie:

uwy= - cUmcost pochodna tego przebiegu pomnożona przez stałą czasową oraz , co oznaczazależność amplitudy napięcia wyjściowego od częstotliwości napięciawejściowego i stałej czasowej układu. Symulacje cyfrowe prezentowane poniżej potwierdzają nasze rozważania.




- 91 -

Rys.7.1.12.

Jak widzimy mamy do czynienia z przesunięciem fazowym wynoszącym 900 orazco widać na ekranie oscyloskopu wyraźne różniczkowanie przebiegu prostokątnego. Dla największej szybkości zmian napięcia wejściowego

(narastające lub opadające zbocze przebiegu) otrzymujemy największą wartość przebiegu wyjściowego, natomiast bez względu na amplitudę sygnału wejściowegoale o niezmiennej wartości odpowiedź układu jest zerowa. Ponieważ układ pracujew pętli ujemnego sprzężenia zwrotnego różniczka przebiegu wejściowego jestodwrócona w fazie o 1800 czyli dla przebiegu wejściowego opadającego jestdodatnia i odwrotnie. Charakterystyka amplitudowo - częstotliwościowa układuma wyraźny charakter górno przepustowy o stromości narastania 20 [dB/dek].

Rys.7.1.13.

7.1.7. Wzmacniacz logarytmujący.

Układ wykonujący funkcję logarytmowania wykonuje się wykorzystując w




- 92 -

ujemnym sprzężeniu zwrotnym elementy o charakterystyce nieliniowej spełniającefunkcję wykładniczą. Jako przykładem posłużymy się wzmacniaczem w któregoujemnym sprzężeniu zwrotnym zastosowano tranzystor w konfiguracji diodyemiterowej (zwarte złącze baza-kolektor). Punkt masy pozornej “A”, ma potencjał

masy. W tej konfiguracji tranzystor pracuje jak dioda więc prąd kolektora możemyzapisać następującym wzorem:

IC I EB e

qUBEkT 0

Gdzie przez IBE0 oznaczono prąd wsteczny złącza baza - emiter.

Rys.7.1.14.

Ponieważ w naszym układzie IC = Iwe =Uwe

R a napięcie wyjściowe Uwy =UBE

to po przekształceniu wzoru otrzymamy zależność:

Uwy kTq

UweRIEB

ln0

Charakterystyka przejściowa takiego układu wygląda następująco:




- 93 -

Rys.7.1.15.

Układy te są niestety niezwykle podatne na zmiany temperatury otoczenia(wykorzystujemy prąd mniejszościowy złącza) stąd też coraz mniejsze ichzastosowanie.

7.1.8. Prostownik liniowy.Jest to układ pozwalający na prostowanie przebiegów zmiennych o bardzo małychamplitudach. Pamiętać musimy, że mostek prostowniczy czy pojedyncza dioda potrzebują napięcia powyżej 0,4 - 0,7[V]. Poniżej przedstawiony jest taki właśnieukład oraz jego symulacja cyfrowa.

Rys.7.1.16.

W powyższym przykładzie widzimy, że tradycyjny prostownik jednopołówkowynie prostuje napięcia generatora o poziomie wartości skutecznej 1 [mV], natomiast




- 94 -

prostownik liniowy zbudowany w oparciu o wzmacniacz operacyjnyA-741oraz diody prostownicze 1N4001 prawidłowo działa odkładając na pojemnościwyjściowej napięcie wyprostowane. Jak to się dzieje? Poniższy układ pozwoli namna dokładne omówienie zasady działania prostownika liniowego.

Rys.7.1.17.

W naszym układzie założymy dla ułatwienia, że rezystancje są równe tzn. R 1 = R 2 = R 3 a diody prostownicze są diodami o znikomym prądzie wstecznym orazznikomo małej rezystancji w kierunku przewodzenia. Załóżmy, że napięciewejściowe ma znak ujemny. Wówczas napięcie na wyjściu wzmacniacz ma polaryzację dodatnią (wejście odwracające) co powoduje wsteczne spolaryzowaniediody D1 wyłączając w ten sposób rezystor R 2 z układu (dioda prezentuje sobą wtym stanie rezystancję dążącą do nieskończoności). Prąd płynie przez diodę D2 oraz rezystor R 3 do punktu masy pozornej “A” oraz R 1. Ponieważ R 1 = R 3 i przezte rezystory płynie jednakowy prąd napięcia wyjściowe i wejściowe są sobie równeco do wartości lecz o przeciwnych znakach ( Uwy = - Uwe ). Wzmacniaczautomatycznie polaryzuje anodę diody D2 tak aby dostarczała ona odpowiednio

duży prąd nawet przy małej wartości napięcia wejściowego. W przypadkudodatniej polaryzacji napięcia wejściowego napięcie wyjściowe staje się ujemneodcinając diodę D2 i przepływ prądu przez rezystor R 3. Ponieważ jeden zacisk tegorezystora dołączony jest do punktu masy pozornej więc napięcie wyjściowe musi być równe zeru. Prostownik działa więc jako jednopołówkowy, dlatego też nasymulacji cyfrowej porównywaliśmy go z typowym prostownikiem jedno- połówkowym.

7.1.9. Ogranicznik napięcia.




- 95 -

Jest układem służącym do ograniczania poziomów napięć wzmacnianych,formowania impulsów lub też do kształtowania sygnałów wzastosowaniach telekomunikacyjnych. Zasada ich działania opiera się na włączeniu

w obwód ujemnego sprzężenia zwrotnego elementu zmieniającego w sposóbskokowy wzmocnienie układu. Takim elementem może być dioda Zenera.

Rys.7.1.18.

W naszym układzie widać wyraźnie, że jeżeli napięcie przekroczy wartośćnapięcia Zenera diody, odpowiednio do polaryzacji DZ1 lub DZ2, następuje przepływ prądu w pętli ujemnego sprzężenia zwrotnego powodując spadek wzmocnienia napięciowego układu. Symulacja cyfrowa takiego układu zdiodami Zenera o napięciu 1,6 [V] w oparciu o wzmacniacz operacyjny z pętlą sprzężenia zwrotnego ustalającą wzmocnienie napięciowe k u na 1 przedstawiona jest poniżej.




- 96 -

Rys.7.1.19.

Na powyższym przykładzie widzimy wyraźnie, że napięcie wyjściowe zostałoograniczone obustronnie do wartości amplitudy odpowiadającej napięciu Zeneradiody spolaryzowanej w kierunku zaporowym powiększonym o napięcie polaryzacji złącza diody przewodzącej. Przy konfigurowaniu tego rodzaju układównależy o tej zależności pamiętać.

7.1.10. Przetworniki: napięcie-prąd i prąd-napięcie.(U/I, I/U)

W nowoczesnej technice coraz częściej potrzebne są precyzyjne sterowane źródłanapięcia lub prądu. Do takich właśnie źródeł należą przetworniki prąd-napięcie inapięcie-prąd realizowane w oparciu o układ wzmacniacza operacyjnego.

W przetworniku napięcie-prąd wykorzystujemy właściwości sprzężeńzwrotnych wzmacniacza operacyjnego. Poniżej przedstawiamy układ takiego przetwornika interesujący z tego względu, że przetwarza zarówno napięciadodatnie jak i ujemne na prąd o odpowiednim do znaku napięcia zwrocie. W prezentowanym przetworniku użyto wzmacniacz operacyjny A-741 oraz opornikio jednakowej wartości. W tej konfiguracji prąd w rezystorze obciążenia jest równy

napięciu wejściowemu podzielonemu przez rezystor pomiędzy wejściemnieodwracającym a masą. Symulacja potwierdza tą zasadę.




- 97 -

Rys.7.1.20.

Jak widać prąd płynący przez opornik obciążenia wynosi:

ILUweR

R

R

11 2

3

Przy stałych i równych sobie rezystorach będzie to zależność wprost proporcjonalna tylko do napięcia wejściowego.

Przetwornikiem prąd-napięcie będzie układ wzmacniacza o

odpowiednim ujemnym sprzężeniu zwrotnym lecz bez rezystancji wejściowej.




- 98 -

Rys.7.1.21.

Jak widzimy zależność napięcia od prądu wejściowego jest wyrażona prostymiloczynem prądu wejściowego i rezystancji sprzężenia zwrotnego.Prezentowane układy są też niezwykle popularne w różnego rodzaju układach przetworników analogowo - cyfrowych z czasowym przetwarzaniem napięciamierzonego. Zamieniając napięcie przetwarzane w prąd unikamy błędównieliniowości ładowania kondensatora całkującego, gdyż ładowanie pojemności zeźródła prądu przebiega w sposób liniowy.




- 99 -

7.2.0. Budowa wzmacniaczy operacyjnych.7.2.1. Wzmacniacz operacyjny LM-741.

Rys.7.2.1.

Wzmacniacz operacyjny przedstawiony na powyższym schemacie należy do jednej

z pierwszych konstrukcji tego typu. Produkowany jest przez firmę NationalSemiconductor. Jego prostota konstrukcji obniża niezwykle cenę przy zachowaniucałkiem przyzwoitych parametrów. Układ wejściowy wzmacniacza to typowywzmacniacz różnicowy na tranzystorach Q1 i Q3. Tranzystory wzmacniaczaróżnicowego zasilane są ze źródeł prądu umieszczonych w obwodzie kolektora iemitera. W kolektorze znajduje się obciążenie lustra prądowego powtarzającego prąd dla następnego stopnia z tranzystorem Q10. W emiterze pary różnicowejznajduje się typowe źródło prądu na tranzystorach Q7 i Q8. Jednocześnie wukładzie tego źródła znajdują się wyjścia równoważenia układu (zerowanie)

dołączane do ujemnego bieguna zasilania poprzez układ potencjometryczny owartości około 10[k W układzie wzmacniacza różnicowego znajdują się również dwa tranzystory Q2 iQ4 stanowiące konfigurację wspólnej bazy i zapewniające znaczne zwiększenierezystancji wejściowej wzmacniacza. Wszystkie te elementy zapewniają znacznewzmocnienie stopnia wejściowego. Następnie sygnał zbierany z kolektoratranzystora Q4 podawany jest do następnego stopnia wzmacniacza będącegoukładem Darlingtona którego obciążeniem jest tranzystor Q14 stanowiącykonfigurację wspólnej bazy zapewniający wysoką impedancje między stopniem

sterującym a wyjściowym (czasem nazywany jest układem“pływającego rezystora”). Tranzystor Q17 jest podobnie jak Q19 tranzystorem




- 100 -

zabezpieczającym nadprądowo wyjście układu. Końcówką wyjściową są tranzystory Q18 i Q20 pracujące w klasie AB na skutek wstępnej polaryzacji prądemokoło 60[A]. Ograniczenie prądu wyjściowego ustalone jest na około 25[mA].

Typowe obudowy wzmacniacza operacyjnegoLM 741

Jak widzimy układ ten jest produkowany w wielu wersjach konstrukcyjnych co pozwala na dosyć wszechstronne jego używanie. Oznaczenia wyprowadzeńoznaczają kolejno:

+Ucc - zasilanie biegun dodatni-Ucc - zasilanie biegun ujemnyWe+ - wejście nieodwracająceWe- - wejście odwracająceWy - wyjście układuZer -końcówka zerowania NC -wolna końcówka obudowy

7.2.2. Wzmacniacz operacyjny A - 741.

Zapoznajmy się teraz z najbardziej popularnym układem scalonego wzmacniacza

operacyjnego mianowicie układem A -741 znanym i produkowanym wPolsce jako UL – 7741. Jest on modyfikacją układu LM741, znacznie bardziej




- 101 -

rozbudowany i nowocześniejszy.

układ stopień drugi stopień stopień polaryzacji wejściowy wzmocnienia wyjściowy

Rys.7.2.2.

Układ zaprezentowany powyżej jest układem scalonym produkowanym przezfirmę Intelsil i jak widać składa się z czterech podstawowych części; układu polaryzacji zapewniającego właściwe punkty pracy poszczególnych stopni układu,dwóch stopni wzmacniających oraz wzmacniacza wyjściowego. Omówimy teraz pracę poszczególnych elementów układu co pozwoli na pełne zrozumienie funkcji poszczególnych jego podzespołów.

Stopień wejściowy zbudowany jest w postaci wzmacniacza różnicowegoz obciążeniami aktywnymi. Tranzystory T1 i T2 pracują jako wtórniki emiterowesterujące tranzystorami T3 i T4 włączonymi w układzie wspólnej bazy. Zapewniają one przesunięcie poziomu napięć wejściowych w kierunku potencjału ujemnegodzięki czemu w dalszej części wzmacniacza nie musimy stosować korekcji poziomu napięć. Tranzystory T5 i T6 spełniają rolę obciążeń aktywnych dlatranzystorów T3 i T4. Stopień wejściowy z tranzystorami T1 - T4 polaryzowany jestnapięciowo tak aby jego prąd był stały. Prądy tranzystorów T3 i T4 płyną przeztranzystory wejściowe T1 i T2 a ich suma płynie przez połączony diodowotranzystor T8. Spadek napięcia na tranzystorze T8 powoduje polaryzację stopniawzmacniającego z tranzystorem T9 obciążonego w kolektorze źródłem prądu z




- 102 -

tranzystorem T10. W warunkach równowagi napięcie na bazach tranzystorów T3 iT4 jest takie, że prąd płynący przez tranzystor T8 jest prądowi źródła prądu ztranzystorem T10. Jeżeli nastąpi wzrost prądu tranzystorów T1,T2 to rośnie także prąd tranzystorów T8 i T9 - maleje spadek napięcia na tranzystorze T9, co powoduje

wzrost napięcia na bazie tranzystorów T3 i T4 oraz powrót do stanu ustalonego.Źródło prądu z tranzystorem T10 polaryzowane jest z tranzystora T11 o prądzie kolektora ustalanym przez rezystor R 5 o wartości 39 [k ]. Źródło prądu będące obciążeniem emiterowym układu różnicowego polaryzowane jest poprzeztranzystor T7. Dodatkową rolą tego układu jest możliwość równoważeniawzmacniacza poprzez podanie potencjału ujemnego pomiędzy punkty A i B,tak jak to pokazano na schemacie blokowym. Sygnał wyjściowy stopniaróżnicowego podawany jest poprzez wtórnik emiterowy T16 na wejście drugiegostopnia wzmacniającego tranzystor T17 z obciążeniem aktywnym T13. Obciążenie

aktywne zrealizowane jest na tranzystorze dwukolektorowym T13 polaryzowanym przez tranzystor T12. Tranzystory te połączone są w układzie źródła prądu. Napięcie wyjściowe z drugiego stopnia wzmacniacza podawane jest poprzezwtórnik emiterowy T23 na wejście wzmacniacza końcowego składającego się ztranzystorów T14 i T20, będącego wzmacniaczem mocy przeciwsobnym pracującymw klasie AB. W układzie wzmacniacza tranzystory T18 i T19 spełniają rolę diód polaryzujących bazy tranzystorów wyjściowych. Układ zasilany jest zdrugiego kolektora tranzystora T13 będącego źródłem prądu. Stopień wyjściowyzabezpieczony jest rezystorami emiterowymi współpracującymi z tranzystorami

T15 i T21. Działanie układu zabezpieczenia nadprądowego polega na fakcie, że gdy przez rezystor emiterowy popłynie zbyt duży prąd to tranzystor zabezpieczającywejdzie w stan nasycenia zmniejszając napięcie U be tranzystora wyjściowego i powodując jego odcięcie. Tranzystor T24 pełni rolę źródła prądu zasilającegotranzystor zabezpieczający T21. Pomiędzy wejście i wyjście drugiego stopniawzmacniacza włączono kondensator C, o pojemności 30 [pF] zapewniającykompensację częstotliwościową układu. Jest on kondensatoremwewnątrzukładowym i na jego wartość nie mamy wpływu, co stanowi pewną niedogodność przy projektowaniu bardziej precyzyjnych układów. Stąd też narynku istnieje wzmacniacz operacyjny o identycznym schemacie wewnętrznymlecz bez tego kondensatora i nosi oznaczenie A-748, istnieją również układy podwójne noszące oznaczenie A - 747. Obudowy produkowane są identyczne jak dla wzmacniacza LM741.

8.0. Wzmacniacze selektywne.8.1. Podstawowe wiadomości o obwodach selektywnych.

Dotychczas omawiane wzmacniacze przenosiły stosunkowo szerokie pasmo sygnału, ograniczone najczęściej jedynie parametrami układu i elementów




- 103 -

aktywnych które dobierane były aby osiągnąć możliwe szerokie pasmo przenoszenia. Jak wiemy z poprzedniego rozdziału o sprzężeniach działania naszezmierzały do tego właśnie celu. Jednak w praktyce bardzo często konieczne jest stosowanie wzmacniaczy o stosunkowo wąskim paśmie przenoszenia,

choćby ze względu na ograniczenie zakłóceń zewnętrznych, tych spoza układu.Równie często niezbędne jest stosowanie wzmacniaczy o wąskim paśmie przenoszenia dla ograniczenia pasma sygnałów przenoszonych w danym torzetransmisyjnym co znacznie zmniejsza moce niezbędne do jego przesyłu. Jak więcwidać głównym zastosowaniem tego typu wzmacniaczy będzie teletransmisja,radiofonia, telewizja systemy radiolokacji i nawigacji itp. Wzmacniaczeselektywne ogólnie podzielić można według ich cech charakterystycznych, a więcze względu na pasmo przenoszenia. I tak na poniższym rysunku prezentujemycztery podstawowe typy charakterystyk amplitudowo-częstotliwościowych

wzmacniaczy selektywnych.

CharakterystykaCharakterystyka

pasmowo-przepustowa pasmowo-zaporowa

Charakterystyka Charakterystykadolnoprzepustowa górnoprzepustowa

Aby osiągnąć powyższe charakterystyki wzmacniacze budujemy w oparciu o filtryi obwody rezonansowe lokowane w układach wzmacniaczy lub w ichsprzężeniach zwrotnych. Na schematach blokowych przedstawione zostały dwie podstawowe metodykonfigurowania wzmacniaczy selektywnych. Są one przedstawione wdużym uproszczeniu, tym niemniej oddają ogólną tendencję tych konstrukcji.




- 104 -

Rys.8.1.1.

Układ zawiera międzystopniowy obwód selektywny pozwalający uzyskaćzałożone parametry przenoszonego pasma. Innym rozwiązaniem jest umieszczenieobwodu selektywnego w sprzężeniu zwrotnym i w ten sposób kształtowaćcharakterystykę układu.

Rys.8.1.2.

Z przyczyn technicznych wzmacniacze z obwodami rezonansowymi stosuje się dozakresów częstotliwości średnich i dużych. Dla małych częstotliwości wykonaniefiltrów o dużej dobroci oraz niewielkich rozmiarów jest trudne lub wręczniemożliwe. Dlatego też do wzmacniaczy selektywnych przeznaczonych dlazakresów niskich częstotliwości stosuje się głównie wzmacniacze z selektywnymsprzężeniem zwrotnym zwane również amplifiltrami.

Jako obwody rezonansowe wykorzystuje się oczywiście głównie układyrównoległe LC lub szeregowe LC. Jednak ze względów układowych znacznieczęściej spotkamy filtry LC równoległe. Dla przypomnienia przytoczymy tunajważniejsze cechy obwodów rezonansowych. Aby jednak korzystać zwłaściwości obwodów rezonansowych w sposób prawidłowy i przewidywaćcechy przyszłych układów musimy rozpatrywać rzeczywiste układy rezonansowe,tzn. takie w których oprócz idealnych indukcyjności oraz pojemności znajdują się elementy rezystancyjne przedstawiające sobą rezystancję rzeczywistą cewki(czasem znaczącą) a także upływność kondensatora (z reguły znikomą w

dzisiejszych technologiach). Podstawowe wiadomości o tych obwodach przedstawiono w poniższej tabeli.




- 105 -

Podstawowe właściwości obwodów rezonansowych.

Tabela 8.1.1.

8.2. Wzmacniacze selektywne z obwodami LC.

Powyższe właściwości obwodów rezonansowych wykorzystywane są wkonstrukcji selektywnych wzmacniaczy. Przykładem jest poniższy układ, którego pełną symulację oraz symulację samego obwodu rezonansowego przytaczam poniżej. Niewielkie rozbieżności można złożyć na karb małej dokładności programu symulacyjnego.




- 106 -

Rys.8.2.1.

Powyższy układ zawiera równoległy filtr rezonansowy LC pełniący rolę

obciążenia kolektora tranzystora typowego wzmacniacza WE. Pamiętając z poprzednich wykładów wzór określający wzmocnienie takiego wzmacniacza

( k ur be

r ce R C

) wie my, że im większy jest rezystor kolektorowy tym

większe jest wzmocnienie. W naszym przypadku równoległy układ rezonansowy pełni rolę takiego właśnie rezystora kolektorowego, którego rezystancja jestnajwiększa dla częstotliwości rezonansowej (teoretycznie dąży do nieskończonościdla układu idealnego). W momencie rezonansu osiągniemy więc największewzmocnienie napięciowe. Symulowany cyfrowo układ spełnia te założenia cowidzimy na charakterystyce wykreślonej przez ploter Body’ego. Różnicawzmocnień układu jest wyraźna, sięga w naszym przypadku około 180 dB pomiędzy częstotliwością rezonansową a pozostałym obszarem pasma.Wzmacniacze selektywne buduje się również w oparciu o scalone wzmacniaczeoperacyjne co ułatwia znacznie ich konstruowanie. Jedynym ograniczeniem jest pasmo częstotliwości jakie mogą te wzmacniacze przenosić. Z reguły są to niezbytwysokie częstotliwości tak więc tego rodzaju układy budowane są dlaczęstotliwości średnich. Dla częstotliwości niskich ograniczeniem są z reguły parametry układu rezonansowego (zbyt duże gabaryty cewki oraz niewielkiedobroci takich układów).Przykład takiego układu przedstawiono poniżej.




- 107 -

Rys.8.2.2.

Wzmacniacz zbudowany został w oparciu o scalony układ wzmacniaczaoperacyjnego A 741 najbardziej popularny w chwili obecnej we wszelkichzastosowaniach. W ujemnym sprzężeniu zwrotnym wzmacniacza znajduje się

obwód rezonansowy powodujący efekt, że dla rezonansu układ posiadamaksymalne wzmocnienie. Im bardziej częstotliwość wejściowa różni się odrezonansowej tym mniejsze wzmocnienie osiąga wzmacniacz, ponieważ rośnieoddziaływanie ujemnego sprzężenia zwrotnego. Charakterystykę tego układuodczytać możemy z wykresu przedstawionego przez ploter Body’ego.

Rys.8.2.3. Na wykresie krzyżyk umieszczony jest w najwyższym punkcie wykresu pozwalając odczytać maksymalne wzmocnienie układu( jak widać 84dB) przyczęstotliwości 4,95 kHz, a więc częstotliwości rezonansowej obwodurównoległego użytego w naszym wzmacniaczu selektywnym. Aby zwiększyćskuteczność działania wzmacniaczy selektywnych często stosuje się

zwielokrotnianie obwodów rezonansowych budując kolejne stopnie zestrojone natą samą częstotliwość. Przykładem może być przedstawiony dwustopniowywzmacniacz rezonansowy złożony z takich samych układów jak prezentowany poprzednio.




- 108 -

Rys.8.2.4.

Charakterystyczną cechą tego układu jest zwiększenie się współczynnika prostokątności układu co widać na przedstawionym poniżej wykresiecharakterystyki amplitudowo - częstotliwościowej z plotera Body’ego.

Rys.8.2.5.

Należy tutaj określić podstawowe i niezbędne do oceny parametrów różnychukładów selektywnych zależności. Jednym z takich parametrów jest właśnie

współczynnik prostokątności, wyznaczany na podstawie charakterystykiamplitudowo - częstotliwościowej.




- 109 -

Rys.8.2.6.

Z powyższej charakterystyki współczynnik prostokątności:

20B 3B

pr p

Im więc większe nachylenie jest charakterystyki amplitudowo- fazowej układu,tym współczynnik prostokątności bardziej zbliża się do jedności. Dlacharakterystyki idealnej mającej kształt prostokąta wyniesie dokładnie jeden, stądteż jego nazwa. Charakterystykę amplitudowo - częstotliwościową opisać możnawzorem przybliżonym:

2

02Q41

maxUK 22Q1

maxUK uK

W przedstawionym powyżej wzorze przez zostało oznaczone następującewyrażenie:

0

0

Co określa oddalenie punktu w którym rozpatrujemy zjawiska w stosunku do

pulsacji rezonansowej układu. Równie ważnym parametrem jest dobroć obwoduktórą możemy wyznaczyć:




- 110 -

L0

LR

sR

L0C

LLR

C

L

sR

1Q

Dalsze polepszanie parametrów wzmacniaczy selektywnych z obwodami LCmożna osiągnąć jedynie stosując filtry wieloobwodowe sprzężone. Składają się one z więcej niż jeden obwodów LC sprzężonych magnetycznie. Przykład takiegoukładu przedstawiamy poniżej.

Rys.8.2.7.

Charakterystyka kreślona przez ploter Body’ego wyraźnie wskazuje wzrostwzmocnienia w stosunku do identycznego wzmacniacza z pojedynczym obwodemrezonansowym oraz lepszy współczynnik prostokątności.

Rys.8.2.8.Jak widać wzmocnienie układu dzięki zastosowaniu obwodu sprzężonego wzrosłoz około 180 dB do prawie 230 dB, z jednoczesną wyraźną poprawą współczynnika prostokątności. Na wykresie wyraźnie widać nowe cechy przebiegucharakterystyki odznaczające się pojawieniem się dwóch maksimów wzmocnienia.Zjawisko to należy bliżej rozpatrzyć. Ponieważ mamy do czynienia z dwomaobwodami rezonansowymi sprzężonymi następuje silne oddziaływanie ich nasiebie. Poprzez sprzężenie następuje transmisja parametrów obwodów pomiędzynimi. Powoduje to odstrojenie tych obwodów i możemy je scharakteryzować jako

znormalizowane odstrojenia:




- 111 -

2r

2r 2

1r

1r 1

Dla obwodów sprzężonych używa się współczynnika sprzężenia zależnego oddobroci tych obwodów i wynosi on:

2L1L

Mk

gdzie L1 i L2 są indukcyjnościami poszczególnych uzwojeń, zaś M indukcyjnością wzajemną. Wzmocnienie układu osiągnie wartość maksymalną przy sprzężeniukrytycznym wyznaczanym jako:

2Q1Q

1kr k

W zależności od stosunku sprzężenia układu do jego sprzężenia krytycznegowygląd charakterystyk amplitudowo - fazowych znacznie się różni.K u

k u > k u kr

k u = k u kr

k u < k ukr

Z powyższych charakterystyk widać wyraźnie, że dla k < k kr charakterystyki podobne będą do pojedynczego obwodu rezonansowego dla k > k kr charakterystyka posiada dwa maksima które można określić z wzoru

kr k 2k m natomiast dla równych współczynników sprzężenia

charakterystyka będzie miała największy współczynnik prostokątności oraz płaską część zapewniającą przeniesienie odpowiedniego pasma (najszerszego dla tego przypadku obwodu). Szerokość pasma wynosi:

4 99

1

pr pa0f Q

249920B bo

317,0 pr p przyQ0f

23B




- 112 -

8.3. Wzmacniacze selektywne RC.

Jak wcześniej wspomniano dla małych częstotliwości powstają problemyz konstrukcją obwodów rezonansowych dużej dobroci oraz o niewielkichwymiarach. W tych wypadkach częściej stosuje się układy selektywne zbudowanew oparciu o czwórniki RC. W tabeli podano najczęściej stosowane czwórniki RCwraz z ich podstawowymi parametrami.

Tabela parametrów układów selektywnych RC

Układczwórnika

Schematukładu

Charakterystykiczęstotliwościowe

CR

,f 3

2

1

0

1

6RC

1

29

RC

1 ,f

0 f

-3

2

6

RC 1

29

Pół-mostek Wiena

,f 1

3

2

0 f 0 f

2

1

RC 1

3




- 113 -

Tzboczni-

-

kowane

,f 1

2

3

0 f 0 f

1

RC 2

3

2T

,f 2

0 f f o

2

1

RC 0

mostek Wiena

,f 2

0 f 0 f

2

1

RC 1

3

W oparciu o przedstawione filtry selektywne RC możemy budowaćukłady wzmacniaczy selektywnych, lokując filtr w obwodzie

sprzężenia zwrotnego wzmacniacza. W ten sposób kształtująccharakterystykę amplitudową wzmacniacza poprzez dobór odpowiedniego sprzężenia zwrotnego uzyskujemy wzmacniacz ozałożonych przez nas parametrach. Poniżej przedstawione zostałynajczęściej stosowane filtry RC oraz ich charakterystykiamplitudowe i fazowe.




- 114 -

Rys.8.3.1.

Rys.8.3.2.

Jak widać powyższy wzmacniacz z czwórnikiem 2T (podwójne T) wykonany woparciu o wzmacniacz operacyjny A-741 posiada typowe parametrywzmacniacza selektywnego. Przy stosowaniu czwórników selektywnych wkonstrukcji wzmacniaczy selektywnych należy pamiętać o generalnej zasadzie,czwórnik o charakterystyce amplitudowo -częstotliwościowej posiadającejminimum dołączamy do wzmacniacza w tor ujemnego sprzężenia zwrotnego(np. układ podwójnego T). W przypadku gdy charakterystyka czwórnika posiada maksimum czwórnik włączamy w tor dodatniego sprzężenia zwrotnego.

Oprócz prezentowanych czwórników selektywnych ze wzmacniaczami , buduje się układy projektowane jako filtry w których elementy wzmacniacza isprzężenia są odpowiednio dobierane. Wzmacniacze tego typu noszą nazwę filtrówaktywnych. Idea powstania filtru aktywnego wywodzi się z prostej zasadytworzenia poprzez odpowiednie sprzężenie zwrotne charakterystyki filtru LC wktórym indukcyjność jest stworzona w sposób sztuczny przez odpowiedniedobranie przesunięć prądów i napięć. Przykładem może być zastąpienie cewki przez pojemność w przykładzie poniższym. Na rysunku przedstawiono układ i jegocharakterystyki dla indukcyjności .




- 115 -

Rys.8.3.3.

Przyjrzyjmy się powyższym charakterystykom, a następnie porównajmy zukładem przedstawionym poniżej. Przyrząd wskaże nam charakterystykę układu wktórym nie będzie indukcyjności w sensie fizycznym.

Rys.8.3.4.

Porównując charakterystyki obu układów stwierdzamy bez trudu, że są one prawieidentyczne. Jedyną różnicą jest poziom odniesienia charakterystyki amplitudowejwynikający z warunków pracy układu aktywnego, a więc i podniesienie poziomów napięciowych powyżej zakresu tłumienia sygnałów czyli 0 [dB]. Abyzrozumieć ideę tego układu pamiętać należy o sposobie pomiaru charakterystykiamplitudowej w naszej symulacji. Ploter Body’ego mierzy stosunek napięciawyjściowego do wejściowego w całym zakresie częstotliwości przy stałym poziomie napięcia wejściowego. W przypadku indukcyjności pomiar napięciawyjściowego jest faktycznie pomiarem napięcia w dzielniku którego jednymz elementów jest cewka. W miarę wzrostu częstotliwości rośnie jej impedancja (XL = jL) a więc napięcie na wyjściu układu rośnie co przedstawia




- 116 -

charakterystyka amplitudowo - częstotliwościowa. Identyczną sytuację mamy wukładzie prezentowanym następnie. Jak widać pomimo istnienia w układzie pojemności, układ zachowuje się jak poprzedni a więc indukcyjny. Tego typuoddziaływanie pozwala nam tworzyć układy zwane żyratorami. Zadaniem

żyratorów jest zmiana charakteru impedancji na przeciwnego znaku a więc jej„obrócenie”. Tego rodzaju działanie ma zastosowanie głównie w sytuacjach gdynie jesteśmy w stanie użyć typowych układów LC z różnych zresztą przyczyn jak wymiary, dobroć itp. dla indukcyjności bardzo dużych koniecznych w układachniskich częstotliwości. Układy te stosuje się z powodzeniem w konstrukcjielementów scalonych ponieważ w strukturze scalonej stosunkowo łatwo jestwytworzyć pojemność oraz wzmacniacz i rezystory, a prawie niemożliwe jestscalenie indukcyjności i to o dużych parametrach. Stąd też niebywały rozwój tegorodzaju układów i ich coraz większa popularność i różnorodność. Nie sposób

omawiać wszystkich ich odmian przytoczone zostaną tylko najbardziejreprezentatywne. Jedną z najbardziej popularnych rodzin filtrów aktywnych są filtry Sallena - Keya. Powstały one w oparciu o zasadę tworzenia pętli sprzężeniazwrotnego tak dopasowanej aby cały układ filtru posiadał odpowiednio rozłożone bieguny funkcji transmitancji. Co to oznacza w praktyce. Gdy będziemyrozpatrywali czwórniki pasywne RC okaże się, że mogą one posiadaćtransmitancje w których występują tylko rzeczywiste i ujemne bieguny i zera. Niewystępują tu bieguny zespolone nieodzowne w układach LC. Należy tu wyjaśnić oco chodzi w tych rozważaniach na temat biegunów i zer transmitancji układu.

Wychodząc od najprostszej postaci filtru, ale zapisanego w formie zespolonej pozwalającej oddać wszelkie zjawiska w funkcji częstotliwości a ściślej pulsacji -. Jako podstawę wyjścia analizy takiego układu wprowadza się pojęciecharakterystyki amplitudowo-fazowej. Charakterystyka ta odwzorowuje zmianyamplitudy i fazy w funkcji zmian pulsacji (częstotliwości) na płaszczyźnie liczbzespolonych. Ponieważ jest funkcją wartości zespolonych posiada częśćrzeczywistą oraz część urojoną. Zapisujemy ją jako K(j). Jak wspomniałemskłada się z dwóch części noszących nazwy:

I tak zapisujemy - K(j) = P() + jQ()

gdzie : P() = Re K(j) - nosi nazwę charakterystyki rzeczywistejQ() = Im K(j) - nosi nazwę charakterystyki urojonej ponad to :A()=K(j)-nosi nazwę charakterystyki amplitudowej

oraz: = arg K(j- nosi nazwę charakterystyki fazowej.Z powyższych wzorów wynikają dalsze konsekwencje, a mianowicie jak dlawszystkich liczb zespolonych zapis K(j) można przedstawić w postaciwykładniczej:

K(j) = A() e j

) = 2Q2P




- 117 -

oraz

A

Qsin;

A

Pcos




- 118 -

8.4. Wzmacniacze selektywne z rezonatorami

piezoelektrycznymi.

W budowie wzmacniaczy selektywnych często wykorzystywane są rezonatory piezoelektryczne. Technologia ich budowy jest różna od płytek wykonywanych z kwarcu po elementy ceramiczne ( cyrkonian ołowiu - PbZrO3,tytanian ołowiu - PbTiO3). Działanie tych rezonatorów opiera się na wykorzystaniuzjawiska piezoelektrycznego czyli sprzężeniu się własności mechanicznych płytkidrgającej z przebiegiem elektrycznym przyłożonym do elektrod wejściowych.Występujące zjawisko rezonansu mechanicznego płytki z przebiegiem

elektrycznym przyłożonym do elektrod powoduje niezwykle silne zjawiskaselektywne o dobrociach wielokrotnie większych od jakichkolwiek innych filtrów. Na rysunku poniżej przedstawiony został poglądowy szkic konstrukcji takiegorezonatora oraz jego schemat zastępczy.

C1

Rys.8.4.1.

Schemat zastępczy rezonatora kwarcowego zawiera pojemność szeregowo połączoną z indukcyjnością i rezystancją odwzorowującą straty, oraz pojemność

równoległą. Jak wynika ze schematu układ taki powinien posiadać dwa rezonansy;szeregowy i równoległy. Symulacja cyfrowa oparta na schemacie zastępczymrzeczywistego fabrycznego rezonatora będącego filtrem obwodu pośredniejczęstotliwości 465 [kHz] potwierdza to przypuszczenie.

r C L




- 119 -

Rys.8.4.2.

I charakterystyki tego rezonatora:

Rys.8.4.3.

Zaprezentowany filtr piezoelektryczny o parametrach fabrycznych odczytanych zkatalogu:

L=7,3 [mH], C=16 [pF], C1=200 [pF] r=26,6 []

będzie miał następujące wartości charakterystyczne - impedancja filtru określonazostanie następującym wzorem:

"C j

1L jr

C j

1L jr

1C j

1

Z

gdzie C” to szeregowe połączenie C i C1

natomiast wyraźnie widoczne na wykresach dwa punkty rezonansu:




- 120 -

szeregowego przy częstotliwości

f s = LC2

1

= ]kHz[4661510163,72

1

równoległego przy częstotliwości

f r =©LC2

1

= ]kHz[484

151020016

200163,72

1

pozwalają określić dobroć obwodu:

8006,26

3,74662

r

Lsf 2Q




- 121 -

9.0. Generatory.

Generatorami nazywamy układy wytwarzające przebiegi o określonymkształcie i częstotliwości lub czasie trwania. Najczęściej spotykanymigeneratorami są układy wytwarzające drgania o kształcie sinusoidalnym, prostokątnym, piołokształtnym lub trójkątnym. Do podstawowych cech generatoraoprócz częstotliwości i kształtu przebiegu należą: sprawność i moc wyjściowa dlaukładów przetwornikowych oraz stałość częstotliwości określana jako stosunek zmian częstotliwości do częstotliwości podstawowej (f = f / f n)i zakres przestrajania ( af = f max / f min). Warunkiem niezbędnym do prawidłowej pracy układów generacyjnych jest zapewnienie stałej amplitudy sygnału, bez

względu na jego częstotliwość. Parametry takie jak częstotliwość, amplitudasygnału i jego kształt nie powinny zmieniać się przy zmianach napięciazasilającego, zmianach impedancji obciążenia oraz zmianach warunkówzewnętrznych otoczenia (temperatura, ciśnienie, wilgotność). Parametry sygnałuwyjściowego z reguły nie mają parametrów idealnych. Jednym z takich parametrów jest zawartość w sygnale harmonicznych wyższego rzędu cookreślamy przy pomocy współczynnika zniekształceń nieliniowych. Układygeneratorów dzielimy na generatory według kształtu przebiegu wyjściowego(przebiegów sinusoidalnych, prostokątnych itd.), na generatory astabilne

(samowzbudne) które po włączeniu zasilania rozpoczynają generację przebiegówsamoczynnie, generatory monostabilne generujące pod wpływem doprowadzonegoz zewnątrz przebiegu i bistabilne posiadające dwa stałe stany równowagi a przejście z jednego stanu do drugiego wymaga sygnału zewnętrznego.

Aby pobudzić układ do generacji drgań wykorzystuje się elementy orezystancji ujemnej lub częściej wykorzystuje sprzężenie zwrotne. W generatorachz elementami o rezystancji ujemnej (dioda Gunna, tranzystor jednozłączowy itp.)wykorzystuje się zjawisko kompensacji strat mocy w układzie przez element orezystancji ujemnej połączony z obwodem rezonansowym LC lub RC. Jeżeli

rezystancja ujemna jest większa od rezystancji czynnej układu to amplituda drgańnarasta do momentu wejścia przez układ w stan nasycenia na nieliniowej częścicharakterystyki, co stabilizuje amplitudę sygnału wyjściowego. W generatorach zesprzężeniem zwrotnym stosuje się wzmacniacz o wzmocnieniu napięciowym K U oraz układ sprzężenia zwrotnego o współczynniku przenoszenia (transmitancji) .

Jeżeli zapiszemy oba te współczynniki w postaci zespolonej:




- 122 -

K U K U j K Ue j

j e j

to warunkami do wzbudzenia się układu są:

1. Warunek amplitudy - K u 1

2. Warunek fazy - k ( k = 0, 1, 2, 3,....)

Z powyższych warunków wynika wyraźnie, że generator pracuje prawidłowo gdywzmacniacz kompensuje tłumienie sprzężenia zaś suma przesunięć faz sygnałów

wynosi zero lub też jest wielokrotnością 3600.

9.1. Generatory LC przebiegów sinusoidalnych.

W generatorach LC przebiegów sinusoidalnych najczęściej stosuje się czwórniki sprzężenia zwrotnego typu złożone z elementów L i C. Abyukład generatora spełniał warunki generacji musi zachodzić następująca zależność pomiędzy składowymi elementów reaktancyjnych, wynikająca z poprzednichrozważań:

warunek amplitudy

warunek fazy X X X

:

:

Re K UX1X2

1

1 2 12 0

dla schematu zastępczego czwórnika jak na rysunku poniżej:

gdzie podstawowe czwórniki LC o schemacie zastępczym jak wyżej

to:




- 123 -

Aby w przedstawionych czwórnikach spełnione zostały warunki generacji zrównań wynika, że dla spełnienia warunku amplitudy reaktancje X1 oraz X2 muszą mieć ten sam znak czyli obie mają ten sam charakter (indukcyjny lub pojemnościowy). Dla spełnienia warunku fazy reaktancja sprzęgająca X12 musimieć znak przeciwny do poprzednich. W oparciu o te czwórniki zostałyzbudowane generatory LC których podstawowe parametry zamieszczone są wtabeli zamieszczonej na końcu rozdziału.

W przedstawionych powyżej generatorach układ traktowany jest jako idealny wktórym nie bierzemy pod uwagę rzeczywistych parametrów użytych elementów. Wukładach praktycznych należy pamiętać, że częstotliwość generowanego przebieguróżni się od częstotliwości rezonansowej użytego filtru i wzór na realną częstotliwość generacji przybiera postać:

gen = r + L + N gdzie poprawki L i N są poprawkami częstotliwości liniową i nieliniową.

Poprawka liniowa obejmuje zmiany częstotliwości wywołane stratami wobwodzie rezonansowym ( wnoszone przez obciążenie oraz straty na elementach

liniowych obwodu rezonansowego). W poprawce tej zostaną ujęte zmianyczęstotliwości spowodowane zmianami obciążenia generatora, wpływemtemperatury, wilgotności itp. Przy rozpatrywaniu wpływu różnych czynników na poprawkę liniową należy brać pod uwagę znak tej poprawki zależny od poszczególnych elementów wpływających na jej wartość. Jednym ze sposobówminimalizacji tej poprawki jest umieszczenie generatora w termostaciezapewniającym stabilność warunków klimatycznych układu.

Poprawka nieliniowa odzwierciedla wpływ elementów nieliniowychznajdujących się w układzie (głównie tranzystora). Jest ona głównie wynikiem

generowania się w układzie harmonicznych wyższego rzędu zmniejszającychczęstotliwość składowej podstawowej. Wpływ tych zjawisk najmniejszy jest w




- 124 -

generatorze Colpittsa, największy zaś w generatorze Hartley’a. Podstawowymsposobem zaradczym jest radykalne zwiększanie dobroci obwodu rezonansowegooraz precyzyjnej stabilizacji punktu pracy układu.

Aby praktycznie wprowadzić do naszych wzorów na częstotliwość

generacji powyższe poprawki niezbędnym jest uwzględnienie dodatkowego pojęcia dobroci układu, odwzorowującego wpływ rezystancji obciążenia irezystancji wejściowej. I tak otrzymujemy dla generatora Colpittsa:

Q1 = R weC1r oraz Q2 = R oC2r

gdzie r jest częstotliwością rezonansową układu zaś R we i R o rezystancjamiwejściową i obciążenia ( R o R wy R L ).

Wówczas wzór na pulsację generatora przyjmuje postać -

gen r Q Q r r

Q Q 1

1

1 2 2 1 2czyli L

r Q Q

2 1 2a

jednocześnie z warunku amplitudy wynika zależnośćC

Ck u

R LR L R wy

1

2

.

Dla generatora Hartley’a powyższe warunki przyjmą postać:

QR we

r Loraz Q

R o

r L1

12

2

natomiast częstotliwość generacji -

gen r

Q Q

r r

Q Q

1

11

1 2

2 1 2.

Poprawka częstotliwościowa liniowa wyniesie Lr

Q Q

2 1 2

. Ma więc

przeciwny znak niż w generatorze Colpittsa. Oznacza to, że przy wzroście

obciążenia częstotliwość generatora Colpittsa rośnie, zaś generatora Hartley’amaleje. Prawidłowy dobór indukcyjności w obwodzie rezonansowym zapewniamystosując się do wzoru:

L

Lk u

R LR L R wy

2

1

W generatorze Meissnera silne oddziaływanie ma magnetyczne sprzężenie obwodurezonansowego. Stąd też istotny jest dobór stosunku indukcyjności wchodzącej wskład obwodu rezonansowego (L2) do indukcyjności wzajemnej M.




- 125 -

L

Mk u

R LR L R wy

natomiast poprawka liniowa pulsacji

L r Q Q

2 1 2 gdzie Q r L

R we oraz Q R oC r 1 1 2

Przy omawianiu wpływu różnych czynników na pracę układu należy podkreślićzjawisko polaryzacji dynamicznej powstającej za sprawą prostujących właściwościdiody emiterowej (złącza baza-emiter). Na skutek tych właściwości prostowniczych powstaje zjawisko prostowania przebiegów zmiennych i następnieładowania kondensatora sprzęgającego wejściowego. Powoduje to odejmowaniesię napięcia kondensatora od napięcia polaryzującego co daje w efekcie przesunięcie punktu pracy układu do klasy B lub nawet C. Wzmacniacz generatora

rozpoczyna więc pracę w klasie A po czym przechodzi do klasy C. Jednak zbytszybkie ładowanie się kondensatora sprzęgającego może powodować zrywaniedrgań generatora na czas niezbędny do jego rozładowania, stan takiej pracy nosinazwę pracy relaksacyjnej. Stan taki może wystąpić przy zbyt dużym wzmocnieniuw pętli sprzężenia zwrotnego. Zjawisko polaryzacji dynamicznej jestwykorzystywane bardzo często, ze względu na jego znaczne zalety. Wzmacniaczstartując w klasie A pozwala na łatwe (miękkie) wzbudzenie się układu po czym przechodzi powoli do klasy C zmniejszając niekorzystne oddziaływaniazewnętrzne oraz zmniejszając straty mocy (większa sprawność układu).

Dosyć często stosowane są odmiany zaprezentowanych poprzedniogeneratorów. Do najbardziej popularnych należą generator Clappa i generator Seilera. Generator Clappa jest modyfikacją generatora Colpittsa, w którym wobwód indukcyjności włączony został kondensator o parametrach pozwalającychna uzyskanie rezonansu szeregowego LC.Sam czwórnik Clappa wygląda w sposób następujący:

L C

C1 C2

f gen

LC

C C

LC C

1

21 1 2

1 2




- 126 -

W układzie tym wykorzystano zjawisko rezonansu szeregowego, w którym bezpośrednio po rezonansie obwód szeregowy charakteryzuje się szybko rosnącą

indukcyjnością zastępczą układu. Dlatego też generator Clappa generujeczęstotliwości tylko powyżej rezonansu szeregowego. Dobór pojemności realizujesię tak aby pojemności C1 i C2 były kilkukrotnie większe od pojemnościszeregowej C. Wypadkowa pojemność dzięki szeregowemu połączeniu C, C1 i C2 jest mniejsza od C. Zapewnia to generację z częstotliwością nieznacznietylko większą od rezonansu szeregowego co stabilizuje parametry układu.




- 127 -

PARAMETRY PODSTAWOWYCH GENERATORÓW LC

Generator Układ podstawowy Częstotliwość drgań

Meissnera

f genL C

1

2 2

Hartley’a f gen

L L C

1

2 1 2 12

Colpittsa

f genL

C C

C C

1

2 1 2

1 2

Clappa

f gen

LC

C C

LC C

1

1

3

1 2

1 2




- 128 -

9.2. Generatory sinusoidalne RC.

Generatory RC wykorzystywane są do generacji przebiegów o niewielkiej

częstotliwości, a więc w tych przypadkach gdzie generatory LC są mało praktyczne ze względu na znaczne wymiary cewek (są to znaczne indukcyjności).W generatorach tych wykorzystujemy poznane wcześniej układy filtrów RC. Donajprostszych układów generatorów RC należą generator z drabinką RC lub CR..W konstrukcji tego typu generatorów podstawowym wyznacznikiemczęstotliwości przy której nastąpi generacja jest przesunięcie fazowe sygnałuwyjściowego o 1800 lub wielokrotność (niezbędne do spełnienia warunku fazy) wstosunku do wejściowego czwórnika RC lub CR . Dla tej częstotliwości przy którejnastąpi przesunięcie o 1800 wyznaczamy współczynnik tłumienia czwórnika aby

następnie dobierając odpowiednio wzmocnienie napięciowe wzmacniaczaotrzymać spełnienie warunku amplitudy. Filtry stosowane w tych układachwyglądają następująco:

01

6

01

29

RC

u

06

01

29

RC

u

Dla powyższych układów odpowiednie wartości charakterystyczne podano poniżejich schematów. Na wykresach prezentujemy dodatkowo przykłady charakterystyk amplitudowo-częstotliwościowych i fazowych.




- 129 -

Aby przybliżyć realia filtrów RC i CR przedstawiam symulację cyfrową takiegoukładu. Dla powyższego układu charakterystyka amplitudowo - częstotliwościowaoraz fazowa rysowane przez ploter Bodego wyglądają następująco:

Jak więc widać odwrócenie fazy o 1800 niezbędne dla spełnienia warunku fazyosiąga układ przy częstotliwości 335 [Hz] a jego współczynnik tłumieniawynosi

wówczas: u 1

29

Ze względu na duże tłumienie układu wzmocnienie wzmacniacza musi wynosić k u = 29. Przy tym widać, że im większa liczba członów RC lub CR tym lepsze




- 130 -

właściwości możemy osiągnąć. Stąd też często buduje się drabinki dłuższe niż 3 -elementowe, szczególnie wyraźnie ujawnia się to w konstrukcji układów scalonychgdzie realizuje się linie długie o stałych rozłożonych. W praktycznychukładach częściej stosuje się filtry CR ponieważ tłumią wyższe harmoniczne co

zmniejsza zniekształcenia nieliniowe. Efekt ten powstaje w wyniku zjawiskazmniejszania się wzmocnienia ze wzrostem częstotliwości (jest to filtr górnoprzepustowy a więc wzmocnienie będzie dążyć do jedności).

Lepsze właściwości układów generacyjnych RC możemy osiągnąćstosując filtry selektywne RC, takie jak przedstawione zostały w rozdziale owzmacniaczach selektywnych RC. Stosuje się więc mostek i półmostek Wiena,filtr T, podwójne T, oraz T-zbocznikowane.

9.3.0. Generatory przebiegów niesinusoidalnych.

W układach elektronicznych często zachodzi potrzeba posługiwania się przebiegami o kształcie odbiegającym od sinusoidy oraz nie zawsze o przebieguciągłym. Do tej rodziny generatorów zaliczamy wszelkiego rodzaju generatory przebiegów prostokątnych, przebiegów piłokształtnych, impulsowe itp. Zewzględów technicznych najbardziej popularne stały się generatory przebiegów

prostokątnych i piłokształtnych. Pierwsze z nich to domena układów cyfrowych iautomatyki wszelkiego rodzaju, generatory przebiegów piłokształtnych itrójkątnych to głównie zastosowanie w urządzeniach wizyjnych,układach czasowych oraz wszelkiego rodzaju sterowaniach układów przekształtnikowych.




- 131 -

9.3.1. Multiwibratory

Należą do najbardziej popularnych układów generacyjnych przebiegów

prostokątnych. Dzielą się na multiwibratory (przerzutniki) astabilne o stałym cyklugeneracji przebiegu, multiwibratory bistabilne które po wykonaniu przerzutu stanuwyjściowego oczekują na kolejny impuls wyzwalający oraz monostabilnewykonujące pod wpływem impulsu zewnętrznego pełny cykl przerzutu i powracają do stanu wyjściowego.

Multiwibratory astabilne są układami relaksacyjnymi, samowzbudnymigenerującymi przebiegi o kształcie zbliżonym do prostokątnego. Zbudowane są zreguły w wersji dyskretnej jako dwa wzmacniacze tranzystorowe objęte silnymdodatnim pojemnościowym sprzężeniem zwrotnym, powodującym naprzemienne

przechodzenie tranzystorów wzmacniaczy ze stanu nasycenia w stan odcięcia iodwrotnie. Przykład takiego układu prezentujemy wraz z jego symulacją cyfrową poniżej.

W układzie przedstawionym na powyższym rysunku charakterystyczne przebiegiwyjściowe z kolektora tranzystora oraz na bazie wyglądają następująco:




- 132 -

Przebiegi oscyloskopowe układu multiwibratora astabilnego wykonane są w skali1dz/V zaś położenie zera napięcia zaznaczone wrysowanymi osiami czasowymi.Przebieg górny ukazuje przebieg napięcia na kolektorze tranzystora natomiastdolny na jego bazie. Jak widzimy kształt przebiegu wyjściowego jest zaledwie podobny do przebiegu prostokątnego. Jest to spowodowane skończonym czasemnarastania napięcia na kolektorze tranzystora i czasu jego opadania. Czasnarastania wyznaczany jest stałą czasową wynikającą z rezystorów kolektorowychi pojemności bazowych, opadania zaś zależy od pojemności obciążającejtranzystory i jest znacznie mniejszy.

Jak działa nasz układ. Najczęściej omówienie zasady działaniamultiwibratora dokonuje się na bazie układu w stanie ustalonym, przyjmując stan jednego z tranzystorów za stan nasycenia a drugiego jako odcięcia.

Tak więc i w naszym układzie przyjmiemy, że tranzystor T1 jest w stanienasycenia. Napięcie na jego kolektorze to jego napięcie UCEsat. Kondensator CB2 naładowany w poprzednim cyklu pracy rozładowuje się w obwodzie: R B2 -T1(kolektor-emiter) - UCC. Rozładowanie to ma charakter wykładniczy o stałejczasowej R B2CB2. W tym czasie tranzystor T2 pozostaje w stanie odcięcia gdyż na jego bazie istnieje ujemny potencjał, oznacza to istnienie na jego kolektorze

napięcia zbliżonego do napięcia zasilania. W literaturze przyjmuje się współczynnik rzędu 0,9 Ucc aby zapewnić minimalną wartość napięciawyjściowego. Również w tym czasie zachodzi ładowanie kondensatora CB1 wobwodzie od UCC poprzez R C2 i T1(emiter baza) do masy. Przy prawidłowym doborze elementów proces ten zachodzi szybko gdyż jak wspomniałem rezystor kolektorowy przyjmujemy możliwie mały. Jeżelikondensator CB2 rozładuje się do wartości przewodzenia tranzystora T2 spowoduje jego przewodzenie narastające na skutek wzmocnienia w sposób lawinowy. Procesten kończy się zmianą stanu tranzystorów i zamianą kolejności pracy ,

cykl się powtarza w sposób rytmiczny.Aby dobrać elementy układu multiwibratora astabilnego stosujemy pewne




- 133 -

przybliżone wzory, wystarczające w zupełności dla większości zastosowańtechnicznych.

1. Amplituda napięcia wyjściowego zależy od napięcia zasilającego oraz

napięcia UCEsat czyli napięcia kolektor-emiter tranzystora w stanienasycenia:UM UCC UCEsat

2. Czas trwania poszczególnych cykli multiwibratora może być różny izależy wyłącznie od elementów układu odpowiadających za ten parametr:

t R B CBt R B CB

T t t R B CB R B CBdla przerzutnika symetrycznego

R B R B R B CB CB CBwięc T R BCB

1 0 69 1 1

2 0 69 2 2

1 2 0 69 1 1 2 2

1 2 1 214

.

.

. ( )

: .

Pamiętając o powyższych zależnościach dobieramy więc elementy układu wzależności od naszych wymagań. Ponieważ jak wspomniałem na początku naszychrozważań tranzystory multiwibratora pracują w dwu stanach musimy pozostałe

elementy dobrać pod kątem tego wymogu. Jednocześnie pamiętamy o fakciezależności stromości narastania przebiegu od wartości rezystorów kolektorowych i pojemności bazowych. Praktycznie dobieramy więc optymalne rezystorykolektorowe o możliwie małej rezystancji a następnie dobieramy rezystory bazowe według zależności:

R B R C0

Aby polepszyć kształt generowanych impulsów należy przede wszystkim

zwiększyć szybkość narastania napięcia na kondensatorze bazowym. Najbardziej popularnym środkiem jest zastosowanie modyfikacji układu polegającej nazastosowaniu tzw. diod odcinających. Wygląda to następująco:




- 134 -

Aby ukazać zmianę charakteru układu modyfikacji poddana została tylko jedna jego połówka. Została dodana jedna dioda przyspieszająca D i rezystor dodatkowyR D. Efekt obserwujemy na przebiegach oscyloskopowych prezentowanych poniżej.Przebieg górny jest napięciem na kolektorze tranzystora T2 a więc w części układu

nie modyfikowanej, natomiast poniżej widać przebieg napięcia na kolektorzetranzystora T1 pochodzący od części układu modyfikowanej. Różnica w kształcienarastania przebiegu jest wyraźna. Dolny przebieg jest znacznie bardziej zbliżonydo prostokąta niż górny. Jak to się dzieje i co stało się w układzie? Jeżelizałożymy, że tranzystor T1 przestaje przewodzić, to potencjał jego kolektorawzrasta do wartości bliskiej UCC. Dioda D zostaje spolaryzowana w kierunkuzaporowym co powoduje odcięcie rezystancji R C1 od kondensatora CB2.Kondensator ładuje się więc bezpośrednio z napięcia UCC poprzez rezystor dodatkowy R D. Napięcie na kolektorze T1 może więc zmienić się szybko gdy

napięcie na kondensatorze narasta z poprzednią stromością. Rezystory R C1 i R D wnaszym przypadku dałem identyczne i wynoszą 1[k ].Sposobów poprawy kształtu przebiegu jest wiele, można użyć wtórnikówemiterowych do ładowania kondensatorów, wprowadzić inne, niższe napięciezasilania baz tranzystorów itd. Ze względu jednak na coraz rzadsze stosowaniemultiwibratorów w wykonaniu dyskretnym nie będziemy się nad tym szczegółowozastanawiać. Niezwykle popularne stają się w technice analogowej multiwibratorywykonane w oparciu o wzmacniacze operacyjne, zwłaszcza wzrostzainteresowania datuje się od momentu powstania wzmacniaczy operacyjnych

wysokiej częstotliwości. Przykłady takich rozwiązań prezentujemy poniżej:




- 135 -

Układ zbudowany jest w oparciu o wzmacniacz operacyjny LM 741 w którymobwód silnego dodatniego sprzężenia zwrotnego wymusza przełączaniewzmacniacza z jednego stanu nasycenia w drugi. Na wyjściu pojawia się napięciezasilania o polaryzacji dodatniej lub ujemnej w zależności od stanu nasycenia. Jest

ono ograniczane przez dwie diody Zenera do wartości 5,6[V]. Jeżeli napięcie nawyjściu układu zmieni swą wartość w sposób skokowy to powoduje ładowanie pojemności przez rezystor sprzężenia zwrotnego pętli ujemnego sprzężeniazwrotnego. W rezultacie skokowa zmiana napięcia na wyjściu następuje dopiero po naładowaniu się pojemności i osiągnięciu na niej wartości napięcia wynikającejze współczynnika tłumienia pętli dodatniego sprzężenia zwrotnego, gdzie wnaszym przypadku:

R

R R 2

1 2

Częstotliwość pracy wyznaczamy ze wzoru:

f RC

R

R

1

3 12 2

1ln

Przebiegi napięcia wyjściowego (przebieg górny) oraz napięcia na pojemności(przebieg dolny) przedstawia oscylogram umieszczony poniżej. Należy pamiętać,że napięcie oscyluje wokół napięcia zera w granicach wyznaczanych wartością napięcia Zenera diód umieszczonych na wyjściu układu. Skala oscyloskopu jest

ustawiona na 5V/dz.




- 136 -

Tego rodzaju układy są w tej chwili niezwykle popularne występując w wielumodyfikacjach, często stając się układami wielozadaniowymi. Przykład takiegogeneratora prezentujemy jako ciekawostkę.

W układzie mamy dwa układy wzmacniacza operacyjnego z których pierwszy pracuje jako integrator, drugi zaś jest komparatorem. W tej konfiguracji napięcienarastające na integratorze w sposób liniowy (stały prąd ładowania i rozładowaniakondensatora zawsze I=Uwe/200k ) jest porównywane w komparatorze z 1/3 i 2/3napięcia wzorcowego ustawionego dzielnikiem. Napięciem wejściowym Uwe integratora jest napięcie zbierane z potencjometru a jego wartość, dokładniej biorąc stosunek wartości tego napięcia do napięcia odniesienia komparatorawyznacza częstotliwość pracy układu. Korzystać można zarówno z wyjściowegonapięcia prostokątnego jak i przebiegu trójkątnego z wyjścia integratora.Tranzystor T jest w układzie kluczem rozładowującym integrator.




- 137 -

9.3.2. Uniwibratory.

Uniwibratorami nazywamy przerzutniki monostabilne, czyli takie któremają jeden stan równowagi trwałej. Uniwibrator pozostaje w stanie równowagitrwałej do momentu pojawienia się impulsu wyzwalającego który wytrąca przerzutnik ze stanu stabilnego na czas określony parametrami układu. Po tymczasie uniwibrator powraca do stanu stabilnego i oczekuje na kolejny impuls

wyzwalający. Istotną cechą tych układów jest fakt, że kształt przebieguwyjściowego nie zależy od impulsów wyzwalających a jedynie od parametrówukładu. Uniwibratory buduje się w różnych konfiguracjach z których najprostszym jest modyfikacja multiwibratora astabilnego, jak w prezentowanym układzieuniwibratora Eccles-Jordana. W układzie tym zmienione zostały punkty pracyukładu poprzez zastosowanie różnych polaryzacji napięcia ustalających stantranzystorów tak, że jeden z nich jest w stanie odcięcia a drugi w stanie przewodzenia. Stan ten uzyskujemy przez podanie dodatkowego napięcia na bazę tranzystora (ED). Powoduje to odcięcie tranzystora T1, tranzystor T2 jest więc wstanie przewodzenia. Doprowadzenie dodatniego impulsu do bazy tranzystora T

1

spowoduje wprowadzenie go w stan przewodzenia a zatkanie tranzystora T2.




- 138 -

Rozpoczyna się cykl ładowania kondensatora CB2 przez rezystor R B2. Stan ten trwado momentu gdy napięcie na kondensatorze narośnie do wartości pozwalającej na przełączenie tranzystora T2 po czym układ powraca do stanu poprzedniego. Następne przełączenie nastąpi po podaniu kolejnego impulsu na bazę tranzystora

T1. Czas trwania impulsu wyznacza stała czasowa obwodu bazy tranzystora T2:

t i R B CB R B CB 2 2 2 0 69 2 2ln .

Istnieje wiele odmian uniwibratorów, często stosowany jest uniwibrator zbudowany w układzie przerzutnika Schmitta. Ze względu na taniość i wysokie parametry uniwibratorów scalonych wykonywanych w technice TTL lub CMOSrzadko stosuje się obecnie uniwibratory wykonywane w technice dyskretnej. Tensam problem dotyczy przerzutników bistabilnych zastępowanych powszechnie

przez układy scalone.

Układy analogowe

Documents

Transcript of Układy analogowe