Laboratorium elektroniki jądrowej Pwinntbg.bg.agh.edu.pl/skrypty3/0387/Korbel_laboratorium.pdf ·...

BG AGH

2

1643 pozycja wydawnictw dydaktycznych (Preprint) Akademii Górniczo-Hurnicej im. Stanisława Staszica w Krakowie C Wydawnictwa AGH, Kraków 2002 ISSN 0239-6114

BG AGH

3

SPIS TREŚCI

ĆWICZENIE LABORATORYJNE 1 Układy odczytu detektorów promieniowania jonizującego............................................ 5 ĆWICZENIE LABORATORYJNE 2 Transformator impulsowy .............................................................................................. 14 ĆWICZENIE LABORATORYJNE 3 Filtr quasi-gaussowski (CR)m - (RC)n .......................................................................... 20 ĆWICZENIE LABORATORYJNE 4 Filtr aktywny wzmacniacza 1101 .................................................................................. 26 ĆWICZENIE LABORATORYJNE 5 Układ wykrywania i odrzucania spiętrzeń (PUI/R)....................................................... 31 ĆWICZENIE LABORATORYJNE 6 Pasywne układy przywracania poziomu zerowego (BLR)............................................. 38 ĆWICZENIE LABORATORYJNE 7 Przedwzmacniacz ładunkowy ........................................................................................ 42 ĆWICZENIE LABORATORYJNE 8 Układy koincydencyjne ................................................................................................. 47 ĆWICZENIE LABORATORYJNE 9 Integratory liniowe ......................................................................................................... 53

ĆWICZENIE LABORATORYJNE 10 Integrator logarytmiczny A ............................................................................................ 60

ĆWICZENIE LABORATORYJNE 11 Integrator logarytmiczny B ............................................................................................ 64

ĆWICZENIE LABORATORYJNE 12 Układy odbioru informacji czasowej ............................................................................. 68

ĆWICZENIE LABORATORYJNE 13 Szeregowo-równoległa bramka liniowa......................................................................... 72

ĆWICZENIE LABORATORYJNE 14 Mostkowa bramka diodowa............................................................................................ 78

BG AGH

4

ĆWICZENIE LABORATORYJNE 15 Liniowa bramka transmisyjna 1105 ............................................................................... 83

ĆWICZENIE LABORATORYJNE 16 Stabilizator spektrometru................................................................................................ 87

ĆWICZENIE LABORATORYJNE 17 Filtr niestacjonarny z integratorem bramkowanym ....................................................... 93

DODATEK A Generatory szumów ....................................................................................................... 98 DODATEK B Generator impulsów przypadkowych ........................................................................... 106

DODATEK C Wyznaczanie czasu rozdzielczego układów koincydencyjnych metodą koincydencji przypadkowych.......................................................................................... 110 DODATEK D Symulacje komputerowe bramki mostkowej ................................................................. 114 DODATEK E Sonda scyntylacyjna SSU-70 ......................................................................................... 117 DODATEK F Subukłady systemu autoregulacji stabilizatora spektrometru ........................................ 119 DODATEK G Deficyt balistyczny ........................................................................................................ 122 DODATEK H Pomiar impedancji wejściowej wzmacniacza ................................................................ 126

DODATEK I

Ilustracje poglądowe modułu oraz zestawów ćwiczeniowych...................................... 130

BG AGH

5

ĆWICZENIE LABORATORYJNE 1 Układy odczytu detektorów promieniowania jonizującego

Zakres ćwiczenia • Weryfikacja doświadczalna dopełnienia warunków kryterialnych nakładanych na przedwzmacniacze przeznaczone do pracy w systemie prądowym i napięciowym. • Porównanie odpowiedzi uzyskiwanych w trzech systemach pracy układów odczytu licznika scyntylacyjnego (prądowym, napięciowym i napięciowo-prądowym). • Badanie własności układu pomiaru średniego poziomu. Przedmiot ćwiczenia

Przedmiotem ćwiczenia jest zestaw doświadczalno-demonstracyjny obejmujący licz-nik scyntylacyjny z kryształem NaJ(Tl) oraz dwa przedwzmacniacze, przeznaczone do pracy, odpowiednio, w systemie napięciowym oraz w systemach prądowym i napięciowo- -prądowym.

Na rysunku 1.1 przedstawiono schemat wzmacniacza rekomendowanego do pracy w systemie prądowym względnie napięciowo-prądowym.

Wzmacniacz pracujący w tym systemie musi charakteryzować się bardzo niską rezys-tancją wejściową i odznaczać szerokim pasmem przenoszenia. Istnieją różne sposoby speł-nienia takich warunków. W ćwiczeniu zastosowano stosunkowo prosty układ ze stopniem wejściowym o wspólnej bazie i kompensacją dwójnikową charakterystyki przenoszenia.

Do pracy w systemie napięciowym wymagany jest natomiast wzmacniacz o wysokiej rezystancji wejściowej i relatywnie węższym paśmie przenoszenia. Tego rodzaju wy-magania spełnia układ, którego schemat ideowy przedstawiono na rysunku 1.2. Jest to kon-wencjonalny układ super-alfa z „bootstrapowaniem” rezystora w obwodzie bazy pierwsze-go stopnia.

Rys. 1.1. Schemat ideowy wzmacniacza przeznaczonego do pracy w systemie prądowym

-6V

BF200

51

51

0.1µ

470

51

330

0.1µ

200

1.5µH

WE

10µ TEST

2N 3503

WY

+6V

GND

BG AGH

6

Dla wygody opisu w dalszej części instrukcji obydwa przedzwzmacniacze będą określane odpowiednio mianem wzmacniacza prądowego (CA – current amplifier) oraz wzmacniacza napięciowego (VA – voltage amplifier).

Obydwa przedwzmacniacze zmontowano w identycznych obudowach. Rysunek 1.3 pokazuje schematycznie rozmieszczenie łącz (gniazd i wtyków) na obudowach obu wzmac-niaczy. Symbole użyte na schemacie oznaczają odpowiednio: WE – gniazdo wejściowe łączące wzmacniacz z detektorem (za pośrednic- twem skrzynki rozdzielczej), WY – gniazdo wyjściowe sygnału, TEST – gniazdo wejściowe dla pomiarów testujących wzmacniacza, NN – zespół gniazd doprowadzających napięcie zasilające wzmacniacz, POM – gniazdo pomocnicze do pracy z pominięciem puszki rozdzielczej. Program ćwiczenia − instrukcja szczegółowa

Zadanie 1.1. Pomiary testujące przedwzmacniaczy

Celem tych pomiarów jest stwierdzenie, czy spełniają one założenia kryterialne kwali-fikujące je do kategorii układów prądowych lub napięciowych. Założenia kryterialne do-tyczą w szczególności rezystancji wejściowej Ri przedwzmacniaczy oraz ich szerokości pasma przenoszenia BW (Bandwidth).

Rys. 1.2. Schemat ideowy wzmacniacza do pracy w systemie napięciowym

510 100k 33k

68k

68k BC179

BC179

1µ

WE

10µ TEST

50

-12V

WY

10µ

1µ

MASA

100

10n

Rys. 1.3. Rozmieszczenie gniazd i kontrwtyków na obudowie przedwzmacniaczy

WE WY CA lub VA

POM TEST NN

BG AGH

7

Pomiar rezystancji wejściowej wzmacniacza prądowego

Pomiary rezystancji wejściowej wzmacniacza prądowego należy dokonać uproszczo-ną wersją metody standardowej, której zasadę ilustruje przedstawiony na rysunku 1.4 szczegółowy schemat układu pomiarowego.

Metoda ta polega na wyznaczeniu napięć wejściowych ViR i Vio podawanych na wejście wzmacniacza odpowiednio za pośrednictwem wtrąconej rezystancji szeregowej R oraz w sposób bezpośredni (tj przy zwartym kluczu K), dających na wyjściu taką samą wartość napięcia Vo. Przy podanych w dodatku H założeniach upraszczających rezystancję wejściową Ri opisuje zależność

.0

0

iiR

ii VV

VRR

−=

Dla zminimalizowania wpływu pojemności wejściowej wzmacniacza i pojemności sprzęgającej ze źródłem sygnału pomiarowego (10 µF) pomiar należy przeprowadzić sygnałem sinusoidalnie zmiennym o częstotliwości f = 50 kHz i zastosować rezystor zew-nętrzny o wartości około dwukrotnie większej od spodziewanej wartości rezystancji wejś-ciowej wzmacniacza. Przypomnijmy, że rezystancja wejściowa stopnia ze wspólną bazą pracującego z relatywnie niską opornością obciążenia w przybliżeniu jest równa wartości parametru h11b. Według danych katalogowych tranzystorów małej mocy, pracujących w układzie wspólnej bazy, ich pojemność wejściowa kształtuje się na poziomie od kilku do kilkunastu pikofaradów. Dla obliczenia stałej czasowej obwodu wejściowego wzmacniacza przyjąć szacunkowo Ci = 10 pF, a uzyskany wynik skonfrontować z wymogami kryterial-nymi. Stała czasowa wyświetlania scyntylatora NaJ(Tl) wynosi 0,25 µs.

Pomiar impedancji wejściowej wzmacniacza napięciowego

Impedancję wejściową wzmacniacza napięciowego należy wyznaczyć metodą po-

średnią, przez pomiar stałej czasowej obwodu różniczkującego utworzonego przez układ rezystancji wejściowej wzmacniacza i wprowadzonej pojemności zewnętrznej. W tym celu należy zestawić układ pomiarowy według rysunku 1.5.

Sygnałem pomiarowym jest w tym przypadku fala prostokątna o okresie wielokrotnie przewyższającym stałą czasową obwodu wejściowego badanego wzmacniacza. Sygnał pomiarowy pobierany jest z generatora HP 33120A przełączonego w ten tryb generacji.

Rys. 1.4. Układ do pomiaru rezystancji wejściowej wzmacniacza prądowego

TDS 224

HP 33120 A

CA R

K

ViR,0

≈

BG AGH

8

Wartość amplitudy fali prostokątnej należy nastawić na poziomie 500 mV. Organami regulacji oscyloskopu TDS 224 wyselekcjonować do obserwacji i pomiaru przebieg zwią-zany z narastającym zboczem fali prostokątnej, dobierając wzmocnienie kanału pomia-rowego oscyloskopu, oraz parametry układu podstawy czasu w taki sposób, aby uzyskać rozciągnięcie mierzonego sygnału (impulsu) na cały ekran. Korzystając z możliwości pomiarowych oscyloskopu, dokonać pomiaru szerokości impulsu wyjściowego na pozio-mie 1/e jego amplitudy. Szczegóły tej techniki pomiarowej zawarte są w instrukcji obsługi oscyloskopu TDS 224. Zapoznać się z odnośnym jej fragmentem.

Dla wyznaczenia obu składowych impedancji wejściowej wzmacniacza należy wyko-nać dwa pomiary stałych czasowych τ1 i τ2 przy dwóch różnych wartościach pojemności zewnętrznych C1 i C2 (stanowisko ćwiczeniowe wyposażono w przystawkę zawierającą w zamkniętej obudowie zespół wymaganych pojemności przełączanych wbudowanym do niej przełącznikiem P). Wyznaczone eksperymentalnie wartości stałych czasowych zwią-zane są z parametrami obwodu pomiarowego prostymi relacjami (patrz dodatek H) ( ) iikik RCC +=τ , gdzie: k − numer kondensatora, Ri − rezystancja wejściowa wzmacniacza, Ci − pojemność wejściowa wzmacniacza.

Układ uzyskanych w ten sposób równań pozwala obliczyć wartości obu szukanych wielkości.

Pomiar szerokości pasma przenoszenia wzmacniaczy

Pomiar szerokości pasma przenoszenia wzmacniaczy wyznaczyć w układzie pomia-rowym pokazanym na rysunku 1.6.

Rys. 1.5. Schemat układu do pomiaru impedancji wejściowej wzmacniacza napięciowego

HP 33120 A TDS 224

VA

C1

C2

P

PRZYSTAWKA

Rys. 1.6. Schemat układu do pomiaru charakterystyki amplitudowej wzmacniacza

HP 32120 A

TDS 224

≈

BG AGH

9

Pomiar należy przeprowadzić metodą „punkt po punkcie” w przedziale częstotliwości od 1 kHz do 15 MHz przy założonej stałej amplitudzie napięcia wejściowego miesz-czącego się w zakresie liniowej pracy przedwzmacniacza. Zestawić tabelarycznie wyniki pomiarów bezpośrednich, uzupełniając tabelę wartościami obliczonych współczynników wzmocnienia wzmacniaczy: napięciowego (kV = Vo/Vi) i prądowego (kδ=Vo/Ii), oraz prądu wejściowego wzmacniacza prądowego (Ii=Vi/RS)’

Wykreślić w układzie podwójnie logarytmicznym przebiegi charakterystyk amplitudo-wych wzmacniaczy: prądowego - kδ(f) i napięciowego – kV(j). Ocenić czy rozporządzalna szerokość pasma jest wystarczająca dla przeniesienia bez zniekształceń sygnału formo-wanego na wejściu przedwzmacniacza w danym systemie jego pracy.

Zadanie 1.2. Testowanie zespołu detektor − elektronika odczytu Testowanie systemu prądowego

Dokonać połączeń podzespołów systemu prądowego (licznik scyntylacyjny, wzmac-niacz prądowy, zasilacz WN fotopowielacza licznika scyntylacyjnego, zasilacz NN wzmac-00niacza oraz linia transmisyjna) według uproszczonego schematu z rysunku 1.7.

Umieścić kontrolne źródło promieniotwórcze w uchwycie na stanowisku pomiarowym. Dokonać obserwacji sygnału detektora za pomocą oscyloskopu pomia-rowego TDS-224, nastawiając odpowiednio wzmocnienie wzmacniacza odchylania piono-wego i zakres podstawy czasu. Przeprowadzić obserwacje sygnałów dla różnych poziomów wyzwalania podstawy czasu oscyloskopu. Sformułować wnioski stąd wypływające.

Rys. 1.7. Schemat zestawu do badania pracy licznika scyntylacyjnego w systemie prądowym

G-2

G-1 G-6P

G-4 G-5

ZWORA

ZAS.NN

ZAS.WN

LICZNIK SCYNT.

CA

OSCYLOSKOP

UWAGA

Wartość napięcia zasilania licznika scyntylacyjnego nastawić według wskazówek prowadzącego zajęcia laboratoryjne!

Przed włączeniem zasilaczy starannie sprawdzić poprawność połączeń!

BG AGH

10

Wyznaczyć stałą czasową opadania impulsu wyjściowego i ewentualnie oszacować czas jego narastania tn. Testowanie systemu napięciowego

Zamiast wzmacniacza prądowego wstawić (zgodnie ze schematem z rys. 1.8) wzmac-

niacz napięciowy i powtórzyć poprzednio wskazane procedury pomiarowe.

Testowanie systemu napięciowo-prądowego

Przełączyć podzespoły układu odczytu w napięciowo-prądowy tryb pracy zgodnie ze schematem podanym na rysunku 1.9 włączając w tor sygnału (między gniazda G-4 i G-5) koncentryczny kabel transmisyjny.

Wykonać serię obserwacji i pomiarów szacunkowych, analogicznych jak w pomia-rach testujących systemu prądowego i napięciowego. Opisać zwięźle wyniki poczynionych obserwacji i zestawić w tabeli rezultaty pomiarów.

Rys. 1.9. Układ do badania pracy licznika scyntylacyjnego w systemie napięciowo-prądowym

ZAS.NN

LICZNIK SCYNT.

ZAS.WN

OSCYLOSKOP

CAG-1

G-2

G-6

G-4 G-5

PLINIA TRANSM.

Rys. 1.8. Schemat zestawu do badania pracy licznika scyntylacyjnego w systemie napięciowym

LICZNIK SCYNT.

ZAS.WN ZAS.NN

G-4 G-5 G-2

G-1

G-3

VA

OSCYLOSKOP

ZWORA

BG AGH

11

Zadanie 1.3. Badanie własności układu pomiaru średniego poziomu

Układ pomiaru średniego poziomu zestawić wg rysunku 1.10 z zastępczym źródłem sygnału napięciowego (Generator PGP-6 + pasywny STRETCHER), wykorzystując jako wzmacniacz napięciowy, wejściowy wzmacniacz toru odchylania pionowego oscyloskopu przełączony w (niezbędny w założonym reżymie pracy) tryb sprzężeń stałoprądowych.

Dla podanych wartości elementów stretchera (układu wydłużającego) dokonać obser-wacji sygnału wyjściowego przedwzmacniacza i pomiaru jego poziomu średniego <Vo> oraz napięcia międzyszczytowego fluktuacji dla różnych częstotliwości ciągu liczniko-wych impulsów wejściowych. Odczytu wartości mierzonych wielkości dokonać za po-mocą organów pomiarowych oscyloskopu korzystając z procedury MEASURE oraz wskazań poziomu trygera (TRIGGER LEVEL). Uzyskane wyniki skonfrontować z przeliczeniami teoretycznymi według pierwszego i drugiego twierdzenia Campbella−Francisa.

Opis układu licznika scyntylacyjnego

Wykorzystywany w ćwiczeniu licznik scyntylacyjny składa się z dwóch podstawo-wych podzespołów: scyntylatora NaJ(Tl) o wymiarach ∅ 20 x 20 mm oraz fotopowie-lacza typu EMI 9524 B.

Na rysunku 1.11 przedstawiono schemat połączeń elektrycznych układu foto-

powielacza.

Rys. 1.10. Schemat stanowiska do badania układu pomiaru średniego poziomu

STRETCHER

Rekomendowane nastawy gener.: Vi max < 5 V ti = 500 ns f = <2-20-200> kHz Polarność dod.

TDS 224 PGP-6

2k 1n 200 Ri=1 MΩ Ci=20 pF

Rys. 1.11. Schemat układu zasilania elektrod (dynod i anody) fotopowielacza

11 x 2M2 3 x 1 n

EMI 9524 B

MASA +WN

ANODA

5

1

2

BG AGH

12

Włączenia licznika scyntylacyjnego do pracy w wybranym trybie dokonuje się za po-średnictwem puszki rozdzielczej, której schemat podano na rysunku 1.12. W zestawie ćwiczeniowym jest ona zamontowana na specjalnych prowadnicach wspólnie z pozos-tałymi blokami (wzmacniaczami i licznikiem scyntylacyjnym).

Wzmacniacze włączane są w tor sygnału alternatywnie. Na rysunku 1.13 pokazano

umiejscowienie na prowadnicach wzmacniacza prądowego (CA).

Rysunek 1.14 przedstawia umiejscowienie w torze pomiarowym wzmacniacza w na-pięciowym systemie pracy.

WY

± 6V

Puszka rozdzielcza

KABEL PRZEŁ.

WN

WE’

CA Licznik scyntylacyjny

Rys. 1.13. Połączenie zespołu bloków toru pomiarowego w systemie prądowym

WY

Puszka rozdzielcza

KABEL PRZEŁ.

WN

WE

-12V

VA

Licznik scyntylacyjny

Rys. 1.14. Połączenie zespołu bloków toru pomiarowego w systemie napięciowym

Rys. 1.12. Schemat połączeń w pośredniczącej puszce rozdzielczej

PRZEŁ.

ZWORA lub LINIA TRANSMIS.

PUSZKA ROZDZIELCZA

LICZNIK SCYNTYLACYJNY

G -1

G-2 G-3

G-6

4700

100 k

100 k

0.1µ 1

2

K

G-5G-4

0.1µ

BG AGH

13

Wyposażenie stanowiska pomiarowego • Demonstracyjny zestaw ćwiczeniowy (obejmujący licznik scyntylacyjny i wzmacniacze: prądowy i napięciowy) • Generator sygnałów okresowo zmiennych typu HP 33120 A • Generator impulsów typu PGP-6 • Oscyloskop pomiarowy typu TDS 224 • Minimoduł przelotowy układu wydłużającego (STRETCHER) • Przystawka z pojemnościami C1 i C2

• Zasilacz wysokiego napięcia CAMAC-POLON 1904 lub STANDARD ZWN-21 • Zasilacz niskiego napięcia typu HP E36304 • Wzorcowe (kontrolne) źródło promieniowania gamma 127Cs

• Kable, przewody, elementy montażowe Literatura pomocnicza [1] Instrukcje obsługi aparatury pomiarowej używanej w ćwiczeniu [2] Korbel K.: Elektronika jądrowa. Cz. II. Układy elektroniki jądrowej. Kraków, Wyd. AGH 1985 [3] Korbel K.: Układy elektroniki „Front-End”. Kraków, UWND AGH 2000 [4] Miwa H., Tohyama T.: Radiation-pulse transmission via a long cable without a pre- amplifier and/or a pulse transformer. Nuclear Electronics II, Conf. Proc., Belgrade 1961, 421

BG AGH

14

ĆWICZENIE LABORATORYJNE 2 Transformator impulsowy Zakres ćwiczenia

• Identyfikacja parametrów elektrycznych transformatora impulsowego za pomocą konwencjonalnych metod pomiarowych. • Wyznaczenie przebiegów charakterystyki amplitudowej oraz odpowiedzi skokowej w oparciu o schematy zastępcze i rezultaty pomiarów identyfikacyjnych. • Pomiary charakterystyk amplitudowej i skokowej. Przedmiot ćwiczenia

Przedmiotem ćwiczenia jest zespół rdzeniowych transformatorów impulsowych, wy-konanych na ferromagnetycznych rdzeniach kubkowych, • ze szczeliną powietrzną (nr 1), • bez szczeliny (nr 2).

Obydwa transformatory uzwojono techniką bifilarną; ich przekładnie zwojowe wyno-szą w konsekwencji

n = 1. Program ćwiczenia − instrukcja szczegółowa Zadanie 2.1. Identyfikacja parametrów elektrycznych transformatora

Procedura identyfikacji parametrów elektrycznych transformatora zmierza do wyzna-czenia wartości następujących wielkości:

• rezystancji uzwojenia pierwotnego ,1r • rezystancji uzwojenia wtórnego ,2r

• indukcyjności głównej ,L • łącznej indukcyjności rozproszenia ,SL • łącznej pojemności własnej .C

Pomiaru oporności uzwojeń należy dokonać albo metodą mostkową, posługując się w tym celu mostkiem technicznym RLC (E 317A), względnie miernikiem automatycznym (CHY41 lub CHY 29). Te same przyrządy należy użyć do pomiaru indukcyjności głównej transformatora, zapinając przyrząd pomiarowy na zaciski uzwojenia pierwotnego przy rozwartym uzwojeniu wtórnym.

Wyznaczenia wartości SL oraz C można dokonać metodą pośrednią przez pomiar częstotliwości drgań własnych generowanych w warunkach słabego (podkrytycznego) tłu-mienia przy pobudzeniu skokowym.

BG AGH

15

Okres drgań własnych określa formuła

,2 CaLT Sπ=

gdzie:

,21

2

RRR

a+

=

( )gRrR += 11 − sumaryczna oporność po stronie pierwotnej,

2

22

nRr

R o+= − sumaryczna oporność strony wtórnej przeniesiona na pierwotną,

gR − oporność źródła sygnału (generatora),

oR − oporność obciążenia transformatora. Na rysunku 2.1 podano schemat układu pomiarowego okresu drgań (oscylacji) włas- nych.

Źródłem pobudzenia skokowego jest tu generator typu HP 33120A przełączony w tryb generacji fali prostokątnej (okres przebiegu prostokątnego powinien być nieco dłuż-szy od długotrwałości przebiegu oscylacyjnego) do obserwacji odpowiedzi i pomiaru okre-su oscylacji służy natomiast oscyloskop pomiarowy typu TAS 465 (w ikonce na rys. 2.1 ukazano przybliżony kształt odpowiedzi transformatora na wymuszenie impulsem pro-stokątnym).

Zadanie 2.2. Wyznaczenie charakterystyki amplitudowej w oparciu o modele teoretyczne

Korzystając z danych pomiarowych otrzymanych w pomiarach identyfikacyjnych wyznaczyć przebiegi charakterystyki amplitudowej w obszarze niskiej i wysokiej często-tliwości, zgodnie z uproszczonymi schematami zastępczymi transformatora dla tych za-kresów.

Rys. 2.1. Schemat układu do pomiaru okresu drgań własnych transformatora

TR

Cd

HP 33120A

TAS 465

BG AGH

16

Schematy te przedstawiono na rysunku 2.2

Poniżej podano, w notacji użytej na rysunkach, formuły teoretyczne opisujące trans-mitancje obu układów zastępczych.

Dla zakresu niskich częstotliwości (a) przyjmuje ona formę

( )LRRRR

p

pRR

RpF NCz

21

2121

2)(

+++

= ,

natomiast w obszarze częstotliwości wysokich (b) opisuje ją wyrażenie

( )( ) ( )21212

22

RRRCRLpCRLpR

pFSS

WCz++++

= .

Transmitancje stanowią podstawę do opisu własności transformatora w domenie częs-

totliwości w formie charakterystyk amplitudowej F(ω) i fazowej ϕ(ω) oraz w dziedzinie czasu jako charakterystyka impulsowa h(t) lub skokowa R(t). Zgodnie z założonym pro-gramem ćwiczenia przedmiotem zadań szczegółowych są dwie charakterystyki: ampli-tudowa i skokowa.

Proste procedury obliczeniowe prowadzą do następujących postaci charakterystyk amplitudowych:

• dla zakresu niskich częstotliwości (a)

( ) ,21

22

21

212

21

−

−

⎪⎭

⎪⎬⎫

⎪⎩

⎪⎨⎧

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+

+ωω⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+

=ω LRR

RRRR

RF o

• dla zakresu wysokich częstotliwości (b)

( ) ( )[ ] [ ] .21

221

222

221

−

⎭⎬⎫

⎩⎨⎧ +ω+ω−+=ω RCRLCRLRRRF SSo

Obliczenia przeprowadzić korzystając z dostępnego w laboratorium komputera PC; sporządzić wykresy cząstkowych funkcji F(ω) oraz łącznej charakterystyki w pełnym zakresie częstotliwości i dokonać ich wydruku.

Rys. 2.2. Schematy zastępcze transformatora w zakresie niskich (a) i wysokich (b) częstotliwości

b)

R1 C R2

LS a) R1

R2 L

BG AGH

17

Nieco bardziej złożone obliczenia pozwalają wyznaczyć charakterystyki skokowe R(t). Według definicji stanowią one odpowiedź układu na wymuszenie skokowe 1⋅H(t). Dostar-czają one, stosownie do przyjętego schematu zastępczego, informacji o przenoszeniu czoła wymuszenia (stromości i kształtu) względnie jego grzbietu. Na podstawie układu (rys. 2.2a) stosunkowo prosto wyznaczyć można tzw. zwis (Z) przenoszonego impulsu prostokątnego. Stanowi go spadek poziomu odpowiedzi skokowej ( )NCztR w interwale rozciągłości cza-sowej ti takiego impulsu, przy czym

( ) ⎥⎦⎤

⎢⎣⎡ +

τ−≅⎟

⎠⎞

⎜⎝⎛

τ−= ...1exp tatatR NCz ,

gdzie ( )

21

21

RRRRL +

=τ , a wynikająca stąd wartość zwisu wynosi ⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛τ

≅ itaZ .

Odpowiedź skokowa układu według schematu zastępczego (rys. 2.2b) uwarunkowana jest wartościami biegunów funkcji operatorowej ( )WCzpF Są one opisane ogólną zależ-nością

⎟⎠⎞⎜

⎝⎛ −±−

π= 2

2,1 12 kjkT

p ,

w której parametr k reprezentuje współczynnik tłumienia uzależniony od wartości parame-trów transformatora relacją

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+

π=

SS CRLRTk

2

1 14

.

Łatwo zauważyć, że dla dodatniej wartości wyrażenia podpierwiastkowego bieguny

stanowią parę rzeczywistą, zaś dla wartości ujemnych sprzężoną parę zespoloną. Przy jej wartości zerowej istnieje natomiast tylko jeden, rzeczywisty biegun podwójny. Odpo-wiadające powyższym przypadkom tłumienia przyjęto odpowiednio zwać tłumieniem podkrytycznym (k < 1), krytycznym (k = 1) i nadkrytycznym (k > 1). W konsekwencji dla wyznaczonych w ten sposób wartości k odpowiedzi skokowe przyjmują istotnie odmienne postaci.

W szczególności:

• dla k < 1

( )⎪⎭

⎪⎬⎫

⎪⎩

⎪⎨⎧

⎟⎠

⎞⎜⎝

⎛ π−⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ −π+⎟

⎠⎞

⎜⎝⎛ −π

−−=

Tkt

Ttk

Ttk

kkatR

2exp12cos12sin

11 22 ,

• dla k = 1

( ) ⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ π−⎟

⎠⎞

⎜⎝⎛ π+−=

Tt

TtatR 2exp211 ,

• dla k > 1

( )⎥⎥⎦

⎤

⎢⎢⎣

⎡⎟⎠

⎞⎜⎝

⎛ π−

−+⎟

⎠

⎞⎜⎝

⎛ π−

−−=

Tkt

kkTt

kkatR

4exp

141exp

1441

22

2.

BG AGH

18

Przebiegi odpowiedzi skokowej dla wyróżnionych warunków tłumienia przedstawiono poglądowo na rysunku 2.3.

Na podstawie wyników pomiarów identyfikacyjnych obliczyć wartość współczynnika

tłumienia jednego z transformatorów i stosownie do uzyskanego wyniku – korzystając z grafiki komputerowej − zobrazować przebieg odpowiedzi skokowej. Zadanie 2.3. Eksperymentalne wyznaczenie charakterystyki amplitudowej transformatora Zestawić układ pomiarowy według rysunku 2.4. Stanowi on modyfikację układu z ry-sunku 2.1, w którym w miejsce pojemności C włączono rezystor obciążający Ro natomiast generator przełączono w tryb generacji sygnału sinusoidalnego.

Pomiar charakterystyki należy przeprowadzić metodą „punkt po punkcie”, ze szcze-gólnym zagęszczeniem punktów pomiarowych w początkowym i końcowym obszarze pasma przenoszenia. Dla określenia tych obszarów skorzystać z wyników poprzednich pomiarów i obliczeń numerycznych. Przyjąć amplitudę sygnału wejściowego na poziomie kilku woltów.

k<1

k=1

k>1

V o

t

Rys. 2.3. Przykładowe przebiegi odpowiedzi skokowej transformatora przy różnych tłumieniach

Rys. 2.4. Schemat układu do pomiaru charakterystyki amplitudowej transformatora

TR

Ro

HP 33120A

TAS 465

BG AGH

19

Przedmiotem bezpośredniego pomiaru są w tym przypadku amplitudy sinusoidalnie zmiennego sygnału wejściowego ~

iV oraz wyjściowego ~oV . Pomiary te należy wyko-

nać za pomocą dwukanałowego oscyloskopu pomiarowego dla dwóch skrajnie różnych obciążeń transformatora (1 MΩ i 100 Ω). Rezultaty pomiarów punktowych przedstawić w ujęciu tabelarycznym oraz wykreślnie, odwzorowując współczynnik transformacji (wzmocnienie) w dB oraz częstotliwość w skali logarytmicznej. Zadanie 2.4. Pomiar charakterystyki przenoszenia transformatora

Celem tego pomiaru jest wyznaczenie przekładni napięciowej transformatora oraz zakresu jego liniowej pracy. Należy go przeprowadzić w układzie z rysunku 2.3 dla często-tliwości f = 10 kHz, stosując w tym przypadku generator sinusoidalny o szerszym zakresie napięć, a mianowicie generator RC typu PO-18. Wyznaczyć charakterystyki Vo−Vi obu transformatorów oraz sprawdzić czy ich przekładnie są równe jedności. Określić dopusz-czalny poziom sygnału wejściowego, powyżej którego pojawiają się zniekształcenia.

Zadanie 2.5. Pomiar odpowiedzi transformatora na impuls prostokątny

Pomiar ten przeprowadzić w układzie zestawionym uprzednio do pomiaru okresu drgań własnych, uwidocznionym na rysunku 2.1.

Zmierzyć czas narastania zbocza wiodącego i opadającego odpowiedzi na wymuszenie impulsem prostokątnym o czasie trwania timp = 1µs oraz zwis odpowiedzi przy długości impulsu wymuszającego równej timp = 1ms. Pomiary te przeprowadzić dla dwóch zna-cząco różnych wartości oporności obciążenia transformatora, a mianowicie dla R2 =100 kΩ, oraz R2 = 100 Ω. Przerysować odpowiedzi z ekranu oscyloskopu. Wyposażenie stanowiska ćwiczeniowego

• Moduł ćwiczeniowy zawierający dwa transformatory impulsowe • Multimetr cyfrowy LCR-Meter: Mod. CHY41 • Generator wielofunkcyjny typu HP 33120A • Oscyloskop pomiarowy typu TAS 465 względnie TDS220 • Generator sygnału sinusoidalnego: typ PO-18 • Kable, przewody i elementy bierne • Ogólnie dostępny komputer klasy PC

Literatura pomocnicza [1] Korbel K.: Układy elektroniki „Front-End”. Kraków, UWND AGH 2000 [2] Loveless E.C., Grossart J.: The use of pulse transformers with radiation detectors. Conf. Proc. Nuclear Electronics II IAEA, Vienna 1962, 317 [3] Millman J., Taub H.: Pulse and digital circuits. N.Y., Toronto, London, McGraw-Hill Book Company, Inc. 1956

BG AGH

20

ĆWICZENIE LABORATORYJNE 3 Filtr quasi-gaussowski (CR)m - (RC)n Zakres ćwiczenia • Badanie własności filtracyjnych stacjonarnego, pojemnościowo-rezystywnego filtru quasi-gaussowskiego. • Pomiary i obliczenia analityczne przepustowości widmowej filtru. • Obserwacja modyfikacji widm szumowych oraz przebiegów czasowych impulsów „licznikowych” przez proste i złożone struktury filtrów RC dla różnych wartości ich stałych czasowych. • Pomiary wartości średniej kwadratowej napięcia szumów oraz amplitudy odpowiedzi na wymuszenie impulsem „licznikowym” [typu ( )tbA −exp ] w zadanych konfiguracjach filtru RC. • Wyznaczenie zależności poziomu szumów wyjściowych od stałej czasowej filtru dla różnych konfiguracji filtru RC i dla różnych rodzajów szumu wejściowego (szum biały, szum typu 1/f

2 , oraz ich suma). • Wyznaczenie zależności stosunku sygnału do szumu od wartości stałej czasowej zadanej konfiguracji filtru oraz zadanych przebiegów czasowych impulsu „licznikowego” i widma szumów.

Przedmiot ćwiczenia Przedmiotem ćwiczenia jest zespół filtrów górno- i dolnoprzepustowych zmonto-wanych we wspólnym module ćwiczeniowym umożliwiającym realizacje zadanych tematem ćwiczenia układów. Na rysunku 3.1 przedstawiono uproszczony schemat tego modułu oznaczanego skrótowo na schematach układów pomiarowych, wg terminologii anglosaskiej, symbolem DUT 1 (Device Under Test).

Rys. 3.1. Schemat układu modułu ćwiczeniowego

220µ

WY P2 2 3

WE

1

P1/1

P1/2

I DIFF I INT

C

1

54 6

C P1/3 P1/4

P1/5

C

II INT III INT II DIFF

1

C

1

C

1

1

1

RA

RB RC RD RE

BG AGH

21

Moduł ćwiczeniowy (DUT 1) zawiera dwa obwody różniczkujące i trzy obwody cał-kujące o identycznych, przełączanych wspólnie za pomocą przełącznika P-1, wartościach stałych czasowych. Obwody te separowane są aktywnymi wtórnikami w konfiguracji „super alfa”. Przełącznik kciukowy P-2 pozwala wybrać wyjściowy punkt pomiarowy, stosownie do którego dokonuje się zarazem wyboru konkretnej konfiguracji filtru.

W szczególności w położeniu „1” WYJŚCIE modułu łączone jest bezpośrednio z je-go WEJŚCIEM, pozwalając na obserwację i pomiar sygnałowych i szumowych wymuszeń wejściowych. W położeniu „2” na WYJŚCIE modułu przekazywane są sygnały wyjściowe pierwszego obwodu różniczkującego (I DIFF), podlegając w nim odpowiedniej mody-fikacji. W kaskadzie z tym obwodem włączony jest trwale obwód pierwszego całkowania (I INT), tworząc z nim filtr pasmowo-przepustowy CR-RC. Tę opcję ustala położenie prze-łącznika P-2 w pozycji „3”. Kolejne ustawienia tego przełącznika w pozycjach „4”, „5” i „6” łączą poszczególne obwody odpowiednio w konfiguracje: CR-(RC)2, CR-(RC)3 oraz (CR)2-RC. Program ćwiczenia − instrukcja szczegółowa

Zadanie 3.1. Pomiar przepustowości widmowej filtru

Przedmiotem pomiaru są charakterystyki amplitudowe różnych konfiguracji filtrów wyznaczane w konwencjonalnym układzie wobulatora. W tym celu wykorzystano moż-liwości pomiarowe ANALIZATORA WIDMA [Tektronix - (7L5 + OPT25)].

Zestawić układ pomiarowy według rysunku 3.2, łącząc wejście filtru z wyjściem gene-ratora sygnału o liniowo narastającej w czasie częstotliwości (OPT. 25), a wyjście wybranej konfiguracji filtru z wejściem analizatora (7L5).

Ustawić przełączniki i pokrętła regulacyjne ANALIZATORA WIDMA (7L5 + OPT.25) w wymienionych poniżej położeniach: • rozdzielczość (resolution) 300 Hz, • zakres (frequency span) 20 kHz/dz., • poziom (reference level) 10 mV/dz., • początek zakresu (dot frequency) 100 kHz, • szybkość przemiatania (sweep rate) max, • poziom sygnału wobulatora (tracking level) max.

Rys. 3.2. Schemat układu do pomiaru charakterystyki amplitudowej filtrów

ANALIZATOR WIDMA

FILTR „RC”

DUT 1

OPT 25 7L5

BG AGH

22

Przeprowadzić serię pomiarów charakterystyk amplitudowych rozporządzalnych konfiguracji filtrów dla dostępnych wartości stałych czasowych. Obserwowane na ekranie ANALIZATORA 7L5 przebiegi charakterystyk skonfrontować z przykładowymi oblicze-niami teoretycznymi.

Obliczenia takie przeprowadzić dla doraźnie wskazanego przypadku, wykorzystując w tym celu wyposażenie komputerowe LABORATORIUM.

Zadanie 3.2. Obserwacja rozkładów widmowych szumów

Zestawić układ pomiarowy według schematu podanego na rysunku 3.3. W układzie tym szumy z obu generatorów przekazywane są na układ badany (DUT 1) za po-średnictwem sumatora (MIESZACZA) mieszczącego się w module konstrukcyjnym GENERATORA SZUMU CZERWONEGO (mianem szumu czerwonego przyjęto nazywać szum o gęstości widmowej mocy odwrotnie proporcjonalnej do kwadratu częstotliwości i oznaczać go symbolem 1/f 2).

Podłączenia obu źródeł szumu do sumatora należy dokonać, stosownie do potrzeb, przy pomocy zewnętrznych połączeń kabelkami koncentrycznymi. Do wizualizacji i po-miaru rozkładów widmowych badanych szumów służy analizator widma Tektronix 7L5 .

Dokonać obserwacji widm szumów w punktach węzłowych badanego układu FILTRU (w pozycjach „1”, „2”, „3”, „4”, „5”, „6” przełącznika P-2) dla różnych (wybieranych przełącznikiem P-1) wartości stałych czasowych w warunkach transmisji wyłącznie szumu białego, samego szumu czerwonego, oraz sumy obu tych rodzajów szumu. W szcze-gólności w pozycji „1” przełącznika P-2 ocenić wartość narożnej częstotliwości szumów (noise-corner frequency), tj. częstotliwości, dla której poziomy obu składowych szumów są takie same.

Bliższe informacje dotyczące generatorów szumu zamieszczono w dodatku A.

Zadanie 3.3. Badanie efektu „wybielania” szumu kolorowego

Zestawić układ pomiarowy według schematu podanego na rysunku 3.4. Podstawowy moduł ćwiczeniowy (DUT 1) zastąpiono w nim prostym czwórnikiem różniczkującym

Rys. 3.3. Schemat układu do obserwacji rozkładów widmowych szumów

GEN.SZUMU „1/f2” + MIESZACZ

GEN.SZUMU BIAŁEGO

ANALIZATOR WIDMA

FILTR „C-R” - „RC”

DUT 1

7L5

BG AGH

23

(DUT 2) o regulowanej w sposób ciągły stałej czasowej. Przy ustalonej wartości pojemnoś-ci tego obwodu (C = 200 pF) zmianę wartości jego stałej czasowej umożliwia potencjometr wieloobrotowy (helipot) o rezystancji regulowanej płynnie (w zakresie 0 ÷ 4,7 kΩ). Celem tego zadania jest obserwacja widma szumów na wyjściu czwórnika C-R, na wejście którego podano równocześnie szum biały i szum typu 1/f 2 (czerwony). Zmieniając stopniowo wartość stałej czasowej obwodu różniczkującego uchwycić moment „wybielania” złożonego szumu kolorowego.

Odnotować wartość rezystancji helipotu i obliczyć przynależną jej wartość narożnej szumowej stałej czasowej (noise-corner time-constant). Skonfrontować uzyskany rezultat z wynikiem pomiaru narożnej częstotliwości szumów. Zadanie 3.4. Pomiary poziomu sygnału i szumu

Zestawić układ pomiarowy zgodnie ze schematem podanym na rysunku 3.5.

W układzie tym zespół generatorów szumu uzupełniono GENERATOREM

IMPULSÓW LICZNIKOWYCH o regulowanych parametrach sygnału: amplitudzie, czasie narastania i czasie opadania. Sygnały wyjściowe filtru przekazywane są do dwóch rów-

Rys. 3.4. Schemat układu do obserwacji efektu wybielania szumów


GEN.SZUMU BIAŁEGO

ANALIZATOR WIDMA

CZWÓRNIK „C-R”

DUT 2

7L5

Rys. 3.5. Schemat układu do pomiaru stosunku sygnału do szumu


GEN.SZUMU BIAŁEGO

FILTR „RC”

DUT 1

GEN.IMPULSÓW LICZNIKOWYCH

ω

ω

t WOLTOMIERZ RMS

SYNCHROSKOP

TAS 465

BG AGH

24

noległych gałęzi pomiarowych: gałęzi pomiaru amplitudy przenoszonych impulsów liczni-kowych i wartości międzyszczytowej szumów (OSCYLOSKOP) oraz gałęzi pomiaru war-tości średniokwadratowej szumów (WOLTOMIERZ RMS).

Podłączyć na wejście MIESZACZA (w module GENERATORA SZUMU CZERWO-NEGO) tylko GENERATOR SZUMU BIAŁEGO i dokonać następujących pomiarów:

• wartości średniej kwadratowej napięcia szumów na wyjściach wszystkich moż- liwych do zrealizowania konfiguracji filtrów, • wartości międzyszczytowej napięcia szumów na wyjściu konfiguracji RC-CR.

Podłączyć na wejście MIESZACZA (jak uprzednio) wyłącznie generator szumu typu 1/f 2 (CZERWONEGO) i dokonać analogicznych pomiarów jak w przypadku pomiarów szumu białego.

Podłączyć na wejście MIESZACZA tylko GENERATOR IMPULSÓW LICZNIKOWYCH i dokonać pomiaru amplitudy impulsu licznikowego na wyjściach wszystkich możliwych konfiguracji filtrów dla amplitudy impulsu wejściowego Vi max = 500 mV i czasu opadania to = 100 µs, oraz czterech wartości czasu narastania tn = 0,05 µs, 0,1 µs, 0,2 µs i 0,5 µs.

Rezultaty wszystkich pomiarów przedstawić tabelarycznie. Na ich podstawie obliczyć wartości stosunku sygnału do szumu (całkowitego) SNR dla konfiguracji filtrów: CR-RC, CR-(RC)2 oraz (CR)2-RC i wykreślić odnośne przebiegi zależności SNR = F(τ).

Przeprowadzić pomiar sprawdzający poziomu szumu sumarycznego, podając na wejście sumatora sygnał szumowy z obu generatorów szumu.

Obliczenia wartości SNR dla konfiguracji (CR)2-RC wykonać względem podstawowej części impulsu bipolarnego.

Podłączyć na wejście MIESZACZA obydwa generatory szumów i generator impulsów licznikowych. Dokonać obserwacji skażenia szumowego przenoszonych impulsów.

Przeszkicować obraz z ekranu oscyloskopu.

Wyposażenie stanowiska ćwiczeniowego

• Moduł ćwiczeniowy: DUT 1 – FILTR (CR)m-(RC)n. (wkładka STANDARD 70) • Moduł ćwiczeniowy: DUT 2 − CZWÓRNIK CR. (wkładka STANDARD 70) • Moduł GENERATORA SZUMU BIAŁEGO (wkładka STANDARD 70) • Moduł GENERATORA SZUMU 1/f 2 i MIESZACZA (wkładka systemu STANDARD) • Generator impulsów licznikowych typu RP1 (Berkeley Nucleonics Corporation) • ANALIZATOR WIDMA 7L5 + OPT.25 (Tektronix) • Woltomierz wartości średniej kwadratowej typu HP 3400 (Hewlett-Packard) • Oscyloskop pomiarowy typu TAS 465 lub TDS 220 • Obudowa ZNN-41 systemu STANDARD (z zasilaczem niskiego napięcia) • Kable i przewody połączeniowe • Generator funkcji HP 33120A

BG AGH

25

Literatura pomocnicza

[1] Instrukcje obsługi aparatury pomiarowej używanej w ćwiczeniu [2] Korbel K.: Profilaktyka i terapia antyszumowa układów elektroniki „Front-End”. Kraków, Wyd. AGH 1997 [3] Korbel K., Dąbrowski W.: Filtracja sygnału w spektrometrycznym torze pomiarowym. Filtry analogowe. Kraków, Wyd. AGH 1992 [4] Masny S.: Laboratoryjna aparatura techniki jądrowej na obwodach scalonych „STANDARD”. Warszawa, OIEJ, Bibl. PTJ, Seria Aparatura i technika pomiarowa, nr 80 (598), 1976

BG AGH

26

ĆWICZENIE LABORATORYJNE 4 Filtr aktywny wzmacniacza 1101 Zakres ćwiczenia Badanie własności transmisyjnych dolnoprzepustowego filtru aktywnego (FA) w konfi-guracji Sallena−Keya: • pomiar charakterystyki amplitudowej filtru, • pomiar odpowiedzi filtru na wymuszenie impulsem o zaniku eksponencjalnym, • porównanie wyników pomiaru z przebiegami wyznaczonymi teoretycznie, • pomiary charakterystyk filtru złożonego CR−FA.

Przedmiot ćwiczenia

Przedmiotem ćwiczenia jest układ filtru Sallena−Keya w wersji zastosowanej we wzmacniaczu kształtującym typu 1101 systemu CAMAC-POLON. Uproszczony schemat tego układu przedstawiono na rysunku 4.1

Charakterystyki częstotliwościowe i impulsowe takiej konfiguracji kształtowane są przez celowy dobór wartości parametrów elementów składowych.

W przypadku filtru wzmacniacza 1101 założono:

• R = R1 = R2 = 1 kΩ, • C = CB = 4CA (dobierane stosownie do zakresu), • kV = + 1,

przy czym iloczyn RC = τi określa dominującą stałą czasową filtru.

W module ćwiczeniowym podstawową strukturę filtru uzupełniono wejściowym wzmacniaczem szerokopasmowym (replikując w ten sposób wybrany fragment wzmac-niacza 1101) oraz wejściowym obwodem różniczkującym CR umożliwiającym syntezę filtru pasmowo-przepustowego.

Rys. 4.1. Schemat strukturalny filtru aktywnego Sallena−Keya

WY

CB

WE +1

R1 R2

CA kV

BG AGH

27

Elementy te uwidoczniono na rysunku 4.2 przedstawiającym schemat modułu ćwiczeniowego. W takiej też postaci zamieszczono go na płycie czołowej modułu.

Warto tu przypomnieć, że w spektrometrycznym torze pomiarowym pierwotnym źród-łem sygnału jest detektor promieniowania, stanowiący impulsowe źródło prądowe. Gene-rowane w nim impulsy prądowe są wstępnie całkowane w stowarzyszonych inercyjnych obwodach wejściowych toru pomiarowego, ulegając przekształceniu w proporcjonalne im-pulsy napięciowe. Traktując z kolei pierwotne impulsy prądowe jako impulsy dirakowskie ID(t) = Qδ(t),sygnał na wejściu systemu filtracyjnego (na miarę poczynionego uproszcze-nia) przybiera postać ciągu impulsów heaviside’owskich Vi(t) = Q/C H(t). Ta forma syg-nału podlega procesowi filtracji. Własności transmisyjne toru pomiarowego odnosić można zarówno do pierwotnego (rzeczywistego) prądowego źródła sygnału, jak i do wtórnego (zastępczego) źródła napię-ciowego. Stąd też według pierwszego podejścia określana jest tzw. globalna charakterys-tyka impulsowa h(t), opisująca odpowiedź całego toru (od detektora do wyjścia) na jednost-kowy impuls prądowy. W przypadku alternatywnym, wobec wyłączenia z toru pomiaro-wego układu wstępnego całkowania i wprowadzenia w jego miejsce zastępczego (wtórne-go) źródła napięciowego, korzystamy z charakterystyki skokowej R(t) pozostałej części toru. Dodajmy, że w konfiguracji CR/FA (obwód różniczkujący C-R i filtr aktywny) jest ona równoważna odpowiedzi dolnoprzepustowego filtru aktywnego na wymuszenie impul-sem o zaniku eksponencjalnym Vi FA = 1 exp(−t/RC). W szczególności dla badanego układu filtru Sallena−Keya opisuje ją funkcja

( ) ,3cos1exp34

⎥⎥⎦

⎤

⎢⎢⎣

⎡⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−⎟

⎠⎞

⎜⎝⎛−=− t

RCRCttR FACR

zaś jego charakterystyka amplitudowa dana jest równaniem

( )( ) ( ) ( )

.1125,00625,0

1224 RC

RC

RCRCF FACR

ω+

ω

+ω−ω=ω −

Rys. 4.2. Schemat modułu ćwiczeniowego z filtrem Sallena−Keya

WE-1

WE-2

1k 1k

CB

CA

100 100 10n

BC179

22µ

BC179

680 10010n

+20V +12V

-12V

WY 1k

τd

Cd

1k

+12V

Rd

10k

-12V

HA2540 +

_

BG AGH

28

Program ćwiczenia − instrukcja szczegółowa Zadanie 4.1. Pomiar charakterystyki amplitudowej filtru aktywnego FA

Zestawić układ pomiarowy według rysunku 4.3. Dokonać orientacyjnych pomiarów

charakterystyk przejściowej (na częstotliwości 10 kHz)i amplitudowej (w rozporządzalnym zakresie częstotliwości) wzmacniacza buforowego (przy wyłączonych CA i CB). Dobrać wartości dołączanych pojemności CA i CB z warunku założonej wartości dominującej stałej czasowej τi = 1 µs. Pomiary charakterystyk filtru przeprowadzić przy poziomie sygnału wejściowego równym w przybliżeniu połowie zakresu dynamicznego układu.

Właściwe pomiary charakterystyki amplitudowej filtru przeprowadzić przy racjonal-nym pokryciu punktami pomiarowymi zakresu przenoszenia filtru; rzadszym w obszarze płaskim, natomiast zagęszczonym przy końcu pasma przenoszenia.

W procedurze pomiarowej obejmującej wyłącznie dolnoprzepustowy filtr aktywny FA, sygnał pomiarowy z generatora sygnału sinusoidalnie zmiennego (HP 33120A) podać na wejście bezpośrednie badanego układu, oznaczone symbolem WE-1. Powtórzyć taki cykl pomiarowy dla wartości τi = 2 µs i 4 µs.

Wykreślić przebiegi pomierzonych charakterystyk w ogólnie przyjętym sposobie prezentacji (poziom w dB oraz częstotliwość w Hz). Zadanie 4.2. Pomiar odpowiedzi FA na wymuszenie typu A exp(− t/τ)

W poprzednio zestawionym układzie pomiarowym w miejsce generatora sygnału sinu-soidalnie zmiennego włączyć generator impulsów o zaniku eksponencjalnym (typu RP-1 lub RP-2).

Nastawić następujące wartości parametrów sygnału:

• amplituda Vi = 100 mV, • czas narastania tr = 50 ns, • czas opadania td = 1 µs, • częstotliwość f = 1 kHz.

Rys. 4.3. Schemat układu do pomiaru charakterystyki amplitudowej

TDS 220

DUT WE-1

WE-2

HP 33120A

BG AGH

29

Za pomocą oscyloskopu pomiarowego dokonać pomiaru następujących parametrów odpowiedzi (impulsu wyjściowego): • amplitudy Vo max, • czasu osiągnięcia maksimum tmax, • czasu osiągnięcia 1% Vmax tre.

Pomiary przeprowadzić dla wartości τi równych 1 µs, 2 µs i 4 µs. Przerysować prze-biegi odpowiedzi z ekranu oscyloskopu.

Zadanie 4.3. Pomiary charakterystyk filtru złożonego (CR)-(FA)

Przedmiotem pomiaru tego zadania ćwiczeniowego jest:

• charakterystyka amplitudowa, • charakterystyka skokowa filtru.

Pomiary należy przeprowadzić w warunkach włączonego w tor sygnału (na wejściu) dodatkowego obwodu górnoprzepustowego (CR). Obwód taki jest trwale wmontowany do układu modułu ćwiczeniowego, a jego praktyczne włączenie w tor sygnału dokonywane jest przez podanie sygnału pomiarowego na drugie wejście modułu oznaczone symbolem WE-2.

Uzyskany w ten sposób filtr złożony jest filtrem pasmowo-przepustowym. Ze względu na ustaloną a priori wartość stałej czasowej obwodu różniczkującego, równą z założenia τd = 1 µs, wartość dominującej stałej czasowej filtru aktywnego (FA) należy nastawić także równą τi = 1 µs.

Pomiar charakterystyki amplitudowej filtru złożonego należy przeprowadzić dokład-nie według procedury zadania 4.1.

W pomiarze charakterystyki skokowej filtru złożonego przełączyć generator wielo-funkcyjny HP 33120A w tryb generacji fali prostokątnej przy następujących wartościach parametrów sygnału: • amplituda Vi = 100 mV, • częstotliwość f = 1 kHz.

Przerysować z ekranu oscyloskopu przebieg odpowiedzi filtru i porównać go z prze-biegiem odpowiedzi samego filtru aktywnego (FA) na wymuszenie impulsem o zaniku eksponencjalnym ze stałą czasową równą dominującej stałej czasowej filtru (uzyskanym w pomiarze zadania 4.2).

Zadanie 4.4. Porównanie wyników doświadczalnych z obliczeniowymi

Podać ogólną postać transmitancji filtru Sallena−Keya oraz wywodzące się z niej funkcje charakterystyki impulsowej i amplitudowej.

BG AGH

30

Wyznaczyć funkcje odpowiedzi skokowej i charakterystyki amplitudowej filtru złożonego. W oparciu o powyższe zależności teoretyczne, dla zadanych wartości elemen-tów układu, zobrazować te przebiegi, korzystając z grafiki komputerowej. Sporządzić wydruki charakterystyki i porównać je z odpowiednimi przebiegami wyznaczonymi ekspe-rymentalnie.

Na gruncie znajomości topologii badanego układu oraz wartości elementów składo-wych wyznaczyć przebiegi tychże charakterystyk metodą analizy komputerowej (wg pro-gramu SPICE), sporządzić wydruki tych przebiegów i porównać je z charakterystykami wyznaczonymi w poprzednich procedurach. Wyposażenie stanowiska ćwiczeniowego • Moduł ćwiczeniowy: FILTR AKTYWNY WZMACNIACZA 1101 • Generator sygnałów okresowo zmiennych: typ HP 33120A • Generator impulsów typu TAIL PULSE − Mod. RP-1 • Oscyloskop pomiarowy: typ TDS 220 • Zasilacz niskiego napięcia: typ KB-60-01 • Profesjonalny miernik automatyczny typu CHY 29 lub LCR-METER typu CHY 41 • Komplet kondensatorów • Kable i przewody połączeniowe • Komputery z odpowiednim oprogramowaniem (w ramach ogólnego wyposażenia La- boratorium Elektroniki Jądrowej oraz Katedry Elektroniki Jądrowej) Literatura pomocnicza [1] Białko M. (red.): Filtry aktywne RC. Warszawa, WNT 1979 [2] Instrukcje obsługi aparatury pomiarowo-kontrolnej [3] Korbel K., Dąbrowski W.: Filtracja sygnału w spektrometrycznym torze pomiarowym. Filtry analogowe. Kraków, Wyd. AGH 1992 [4] Sallen R.P., Key E.L.: A Practical Method of Designing RC-Active Filters. IRE Trans. on Circuit Theory, CT-2, 74, 1955

BG AGH

31

ĆWICZENIE LABORATORYJNE 5 Układ wykrywania i odrzucania spiętrzeń (PUI/R) Zakres ćwiczenia • Badanie własności układu wykrywania spiętrzeń w stochastycznym ciągu impulsów oraz odrzucania impulsów skażonych tym efektem. • Pomiar parametrów znamionowych układu: − pomiar czasu rozdzielczego dla dwóch impulsów ,rest − pomiar interwału wykrywania (detekcji) spiętrzeń TD. • Ocena efektywności wykrywania i odrzucania spiętrzeń.

Przedmiot ćwiczenia Przedmiotem ćwiczenia jest moduł doświadczalny układu „PUI/R” (Pile-Up Inspector/ Rejector). Rysunek 5.1 podaje ogólny schemat ideowy tego modułu, wyróżniający trzy (oznaczone odpowiednio symbolami A, B i C) bloki funkcjonalne.

Podstawową jednostkę funkcjonalną modułu (blok A ) stanowi układ wykrywania spiętrzeń w konfiguracji zaproponowanej przez C.J. Danielsa. Tworzy ją zespół cyfrowych

Rys. 5.1. Schemat ideowy modułu ćwiczeniowego

2 3

A6

5

4+15 V

-15 V

2

1

13 3 8

10

5

12

6

7

2

300pF

100k 1n

15 14 3

8 16

Cl

KJ R Q

11

1n 100k

BF200

BF200

BF200

120k

10k 10n 1k

200k 200k

10n WY-A

WY-B

+ 24 V

WE

3,5V

50 ns

100 pF

+5 V +5 V

CX 1k

50k RX

SN7470 SN74123

+5 V

KONTR. 1 (TD) KONTR. 2

1

C BT1

T2

T3

BG AGH

32

układów scalonych TTL składający się z monowibratora z impulsowym przedłużaniem czasu regeneracji (SN 74123) oraz synchronicznego przerzutnika jednozboczowego JK (SN 7470). Układ generuje sygnał identyfikujący i ewentualnie przedłuża go w przypad-kach, gdy odległości kolejnych impulsów mieszczą się w tzw. interwale detekcji spiętrze-nia. Długotrwałość tego interwału podyktowana jest szybkością zaniku impulsów licznikowych i dopuszczalną dystorsją amplitud wywołaną ich wzajemnym nakładaniem. W układzie ustalają ją wartości elementów biernych Rx i Cx, w obwodzie zewnętrznym monowibratora. W tym sensie monowibrator pełni funkcję GENERATORA INTERWAŁU DETEKCJI, przy czym rozciągłość czasowa generowanego impulsu identyfikującego odpowiada ściśle interwałowi detekcji. Monowibrator „wyzwalany” jest krótkimi impulsami startowymi przywiązanymi do czoła każdego impulsu licznikowego, a jego odpo- wiedź o czasie trwania TD przenoszona jest na wejście informacyjne J przerzutnika bistabilnego, przygotowując go z określonym opóźnieniem transmisyjnym do zmiany stanu przewodzenia. Opóźnienie reakcji monowibratora zapobiega przełączaniu przerzutnika równocześnie w momencie pobudzenia monowibratora. Może ono natomiast nastąpić dopiero pod działaniem kolejnego impulsu startowego, mieszczącego się w obrębie czasowym wygenerowanego w monowibratorze impulsu wyjściowego (tj. w interwale detekcji), który powoduje zarazem przedłużenie odpowiedzi monowibratorao wartość TD, a w konsekwencji podtrzymanie w tym okresie zmienionego stanu przerzutnika

Dla zilustrowania podanego opisu fenomenologicznego na rysunku 5.2 przedstawiono schematycznie przebiegi sygnałów w wyróżnionych punktach węzłowych układu.

Układ wykrywania spiętrzeń (pile-up inspector) skojarzony z bramką liniową włą-czoną w tor sygnału spektrometru tworzy strukturę zwaną układem odrzucania spiętrzeń (pile-up rejector). W module ćwiczeniowym zastosowano prostą bramkę równoległą na tranzystorze T3 (blok B ). Z chwilą zmiany stanu przerzutnika podwyższony poziom na je-go wyjściu Q wprowadza w stan nasycenia tranzystor T3 zwierając tym samym do masy tor transmisji sygnału spektrometrycznego.

Rys. 5.2. Diagramy przebiegów sygnałów w wybranych punktach układu

T T

t

t

t

t

t

5 4

3

2

6

1

BG AGH

33

W celu uproszczenia zestawu pomiarowego moduł ćwiczeniowy wyposażono w układ symulacji impulsów licznikowych (blok C ). W odpowiedzi na wejściowy stochastyczny ciąg krótkotrwałych impulsów prostokątnych (ti = 60 ns, Vin – 3,5 V) „generuje” on analo-giczny ciąg celowo wydłużonych impulsów o zaniku eksponencjalnym, symulujących impulsy napięciowe sygnału spektrometrycznego. Przemiana kształtu i rozciągłości cza-sowej impulsów dokonywana jest w konwencjonalnym układzie pompy diodowej współpracującej z integratorem aktywnym (UC7741). Uformowany w powyższym ukła-dzie sygnał przekazywany jest za pośrednictwem kaskady wtórników (T1 i T2) na wyjście bezpośrednie WY-A oraz wyjście bramkowane WY-B. Umożliwiają one obserwację i po-miar odpowiednich ciągów impulsów wyjściowych. Dodatkowe gniazdo wyjściowe (KONTR. 1) przewidziano dla pomiaru INTERWAŁU DETEKCJI. Na płycie czołowej MODUŁU ĆWICZENIOWEGO dostępne jest również pokrętło potencjometru nastawczego Rx obwodu ustalającego wartość czasu TD.

Program ćwiczenia − instrukcja szczegółowa

Zadanie 5.1. Przygotowanie stanowiska pomiarowego

Dla wykonania zadań przewidzianych programem ćwiczenia niezbędne jest zesta-wienie zastępczego źródła stochastycznego ciągu impulsów na bazie rozporządzalnej, konwencjonalnej aparatury pomiarowej.

Stosunkowo prostym w praktycznej realizacji układem generacji ciągu impulsów o przypadkowym rozkładzie czasowym z możliwością płynnej regulacji ich średniej częstotliwości repetycji jest tandem złożony z generatora szumu białego i dyskryminatora progowego. Zasada pracy takiego układu oparta jest na charakterystycznym dla szumu białego gaussowskim rozkładzie wartości chwilowych amplitud. Średnia częstotliwość < f > przekroczenia przez szum zadanego poziomu Vprog opisana jest (patrz dodatek B) zależnością

,21exp

2

0 ⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢

⎣

⎡

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−⟩⟨=⟩⟨

rmsN

prog

VV

ff

gdzie: < f0 > − tzw. pozorna częstotliwość procesu stochastycznego, tj. średnia wartość częs-

totliwości przejścia sygnału przez zero w kierunku jego narastania; VNrms − wartość średnia kwadratowa napięcia szumów.

Jeśli z generatorem szumu białego (GSB) skojarzyć dyskryminator progowy (DP), na wyjściu takiego układu uzyskuje się pożądany stochastyczny ciąg impulsów standardowych o średniej częstotliwości < f > uwarunkowanej poziomem dyskryminacji Vprog.

Według przedstawionej wyżej koncepcji zestawić tego rodzaju generator korzystając z dostępnych MODUŁÓW FUNKCJONALNYCH, z rodziny wkładek systemu aparatury jądrowej STANDARD-70.

BG AGH

34

Przeprowadzić obserwacje i pomiary testujące w układzie pomiarowym przedstawio-nym schematycznie na rysunku 5.3.

W szczególności:

• Dokonać oceny charakteru ciągu impulsów na podstawie obserwacji oscylograficznej na oscyloskopie z pamięcią (Tektronix TDS-220 lub 314), powtarzając kilkakrotnie (w trybie pojedynczego wyzwalania podstawy czasu) obserwacje fragmentów generowanego ciągu.

• Przeprowadzić serię pomiarów średniej częstotliwości impulsów generowanego ciągu dla kilku wartości progu dyskryminacji. W pomiarach posłużyć się techniką zliczania impulsów w założonym przedziale czasu, Wyniki pomiarów zestawić w tabelce oraz wykreślić w postaci charakterystyki Vprog vs. ln < f >.

• W ramach czynności przygotowawczych przetestować subukład symulacji impulsów licznikowych (blok C) oraz ich tor transmisji do wyjścia WY-A (blok B). W tym celu zestawić układ pomiarowy według schematu z rysunku 5.4

Oscylograf zapiąć na wyjście WY-A układu wykrywania spiętrzeń. Generator impulsów przełączyć w tryb normalny (ciąg impulsów pojedynczych), a za pomocą jego organów regulacyjnych nastawić następujące parametry generowanego ciągu impulsów:

• szerokość impulsów ti = 60 ns, • amplituda impulsów Vi = 3,5 V, • polarność impulsów dodatnia, • częstotliwość ciągu f = 1 kHz.

Rys. 5.3. Schemat układu do formowania i pomiarów ciągu impulsów przypadkowych

P-41

GSB

GEN.SZUMU BIAŁEGO

DP-21

SYNCHROSKOP

TDS 220

Rys. 5.4. Schemat zestawu do formowania i pomiarów ciągu impulsów „licznikowych”

PUI&R

DUT

PGP-6

SYNCHROSKOP

TDS 220

BG AGH

35

Ustalić tryb pracy oscylografu i dobrać jego zakresy pomiarowe. Ocenić wierność aproksymacji impulsu „licznikowego”. Dokonać pomiaru amplitudy obserwowanego im-pulsu, czasu jego narastania oraz stałej czasowej jego zaniku. Wyznaczyć wartość szerokości t(1%) impulsu na poziomie 0,01 jego amplitudy.

Zadanie 5.2. Pomiar interwału detekcji spiętrzeń

W układzie pomiarowym z rysunku 5.4 przełączyć wejście oscylografu na gniazdo wyjściowe KONTR 1 (TD) układu PUI&R. Dokonać pomiaru rozciągłości czasowej i pozio-mu odpowiedzi monowibratora SN 74123 na wymuszenie impulsem startowym pobiera-nym z generatora PGP-6. Przyjąć identyczne jak w poprzednim zadaniu pomiarowym wartości parametrów sygnału generatora impulsów.

Dobrać zakresy pomiarowe i tryb pracy oscylografu. Za pomocą potencjometru na-stawczego skorygować szerokość impulsu determinującego interwał detekcji spiętrzeń do wartości TD = t (1%).

Zadanie 5.3. Sprawdzanie działania układu generacji sygnału wzbronienia

Do pomiaru wykorzystać ten sam zestaw pomiarowy jak w zadaniu poprzednim.

Stosownie do wymagań tego zadania podłączyć kanał I i II oscylografu odpowiednio do gniazda WY-B oraz KONTR 1 badanego układu PUI&R oraz zmienić odpowiednio warun-ki pracy generatora PGP-6 i oscylografu TDS-220. Wyzwalanie podstawy czasu związać z czołem impulsu ustalającego interwał detekcji spiętrzeń. W szczególności: • przełączyć generator impulsów PGP-6 w tryb generacji impulsów podwójnych, • przy zachowaniu poprzednich wartości ti oraz Vi zadać wartość odstępu impulsów w parze (opóźnienie) równą ∆ti = 0,5 ms oraz okres repetycji Ti = 5 ms.

Pomiar oscylograficzny odpowiedzi układu na wymuszenie parą impulsów prze- prowadzić w trybie wyczekującej podstawy czasu synchroskopu.

Obserwując na ekranie oscylografu sygnały z wyjść WY-B i KONTR 1 układu PUI&R stopniowo redukować wartość opóźnienia między impulsami ∆ti aż do momentu „zetknięcia” impulsów interwału detekcji spiętrzeń. Stwierdzić czy momentowi temu towarzyszy spowodowany wygenerowaniem impulsu wzbronienia zanik na wyjściu WY-B drugiego impulsu pary. Dodatkowe wyjście kontrolne KONTR 2 umożliwia obser-wację tego impulsu.

Zadanie 5.4. Obserwacje skutków spiętrzania impulsów

Obserwacji skutków spiętrzania impulsów dokonać w tym samym co uprzednio ukła- dzie pomiarowym. Manifestują się one na sygnałach, zarówno wejściowym, jak i wyjś- ciowym układu PUI&R, odbieranych odpowiednio z jego gniazd WY-A oraz WY-B.

Dla przeprowadzenia obserwacji efektu spiętrzania na pierwotnym ciągu impulsów licznikowych należy dokonać odpowiedniego przełączenia na wejściu kanału I oscyloskopu. Następnie, kontynuując zmniejszanie dystansu ∆ti dzielącego parę impulsów gene-

BG AGH

36

ratora PGP-6 zaobserwować spiętrzanie impulsów na krawędzi opadającej poprzednika („na ogonie”) aż do nasunięcia drugiego impulsu „pary” na krawędź czołową impulsu pierwszego. Opóźnienie ∆ti jest wówczas równe czasowi narastania impulsów liczniko-wych tn.

Skutek dalszego zmniejszania odległości między impulsami „pary” można obser-wować na sygnale wyjściowym układu. Należy zatem na wejście kanału I synchroskopu doprowadzić sygnał z gniazda WY-B badanego układu. W miarę skracania interwału ∆ti nastąpi pogłębiająca się degradacja amplitudy wiodącego impulsu „pary” na skutek obcinania go przez sygnał wzbronienia przed osiągnięciem wartości maksymalnej. Przeszkicować obserwowane przebiegi ilustrujące ewolucję dystorsji przenoszonego im-pulsu. Sformułować i uzasadnić wnioski odnośnie ograniczeń działania układu.

Powyższe obserwacje można przeprowadzić również w warunkach równoczesnej obserwacji obu sygnałów (z WY-A i WY-B), uzależniając wyzwalanie podstawy czasu synchroskopu od sygnału z toru A.

Zadanie 5.5. Pomiar (inherentnego) czasu rozdzielczego dla pary impulsów wejściowych

Do wykonania tego zadania posłużyć się również zestawem pomiarowym podanym na

rysunku 5.4. Obserwując na ekranie oscylografu sygnał wyjściowy układu PUI&R, stop-niowo redukować wartość opóźnienia między impulsami pary wymuszającej, osiągając kolejno stan „wygaszenia” drugiego impulsu pary, stopniowej degradacji i zaniku impulsu pierwszego aż do momentu ponownego pojawienia się odpowiedzi na łączne wymuszenie pokrywającej się niemal całkowicie pary wejściowej. Wyznaczona w ten sposób granicz-na wartość opóźnienia ∆tigr określa rozdzielczość czasową układu dla impulsów o skrajnie niskim (zerowym) czasie narastania tn. W warunkach gdy tn > ∆ti czas rozdzielczy podyk-towany jest przez czas narastania impulsu licznikowego. Zadanie 5.6. Ocena efektywności wykrywania/odrzucania spiętrzeń

Szkodliwym rezultatem wzajemnego nakładania się impulsów licznikowych jest dystorsja widma amplitudowego ciągu tych impulsów. Jej wielkość i zasięg zależy zarówno od stopnia przeciążenia częstotliwościowego (tj. od średniej częstotliwości impulsów), jak też od charakteru impulsu (bez przerzutu lub z przerzutem).

Prostym sposobem jakościowej oceny działania układu odrzucania spiętrzeń jest po-równanie spektrogramu ciągu obarczonego spiętrzeniami, uzyskanego w warunkach elimi-nacji spiętrzeń, z analogicznym spektrogramem zdjętym w warunkach braku odrzucania spiętrzeń. Dla oceny skuteczności działania badanego układu PUI&R posłużyć się po-danym wyżej sposobem. W tym celu należy dokonać pomiaru rozkładów amplitudowych ciągu impulsów przypadkowych w podanych wyżej warunkach alternatywnych, dla dwóch wartości średniej częstotliwości impulsów: < f1 > = 1 kHz i < f2 > = 100 Hz, korzystając z (zestawionego uprzednio) układu pomiarowego podanego na rysunku 5.5

BG AGH

37

Pomiary takie należy wykonać rutynową metodą „punkt po punkcie”, wykorzystując w tym celu uwidoczniony na schemacie układu pomiarowego zestaw ANALIZATORA AMPLITUDY. Dobrać czas akumulacji zliczeń w przeliczniku kierując się wymogiem uzys-kania dokładności pomiaru na poziomie 1%. Szerokość okna analizatora przyjąć na pozio-mie 200 mV. Przy nastawianiu wartości częstotliwości ciągu impulsów przypadkowych skorzystać z krzywej kalibracyjnej (Vprog − ln < f >) wyznaczonej w ramach zadania 5.1.

Skomentować uzyskane rezultaty oraz przedstawić je tabelarycznie i graficznie. Wyposażenie stanowiska ćwiczeniowego • Moduł ćwiczeniowy: UKŁAD WYKRYWANIA I ODRZUCANIA SPIĘTRZEŃ PUI&R • Moduł ćwiczeniowy: GENERATOR SZUMU BIAŁEGO GSB • Dyskryminator progowy DP-21 − wkładka STANDARD 70 • Obudowa systemu STANDARD 70 z zasilaczem niskiego napięcia • Przelicznik impulsów P-41 − samodzielna jednostka systemu STANDARD 70 • Generator impulsów PGP-6 • Oscyloskop cyfrowy TDS-220 (Tektronix) • Analizator jednokanałowy A-22 − wkładka systemu STANDARD 70 • Kable i przewody połączeniowe


[1] Daniels C.J.: An integrated circuit pile-up rejector. The Review of Scientific Ins- truments, vol. 46, No.1, 1975, 102 [2] Gillespie A.B.: Signal, Noise and Resolution in Nuclear Counter Amplifiers. Oxford, London, New York, Paris, Pergamon Press 1953 [3] Gray T.S., Walker R.M.: Design of a retriggerable IC one-shot. IEEE Journal of Solid State Circuits, vol. SC-5, No. 4, 1970, 141 [4] Instrukcje fabryczne pomocniczej aparatury elektronicznej. [5] Korbel K.: Elektronika jądrowa. Cz. II. Układy elektroniki jądrowej. Kraków, Wyd. AGH 1985 [6] Korbel K.: Monowibrator s impulsnym udlinienijem gienierirujemych impulsow. Pri- bory i Tiechnika Ekspierimienta, Nr 6, 113, 1968

Rys. 5.5. Schemat zestawu pomiarowego do oceny efektywności działania układu PUI/R

GEN.SZUMU

SYM.IMP.LICZN.

BR PUI

P-41 A-22 GSB DP-21

GEN.IMP.PRZYPADKOWYCH ANALIZATOR AMPLITUDY DUT

BG AGH

38

ĆWICZENIE LABORATORYJNE 6 Pasywne układy przywracania poziomu zerowego (BLR) Zakres ćwiczenia

• Badanie efektu przesuwania poziomu podstawy impulsu przez czwórnik różniczku- jący CR. • Badanie własności pasywnych układów przywracania poziomu zerowego (BLR −Ba- se Line Restorer). • Pomiar zależności przesunięcia linii podstawy impulsu ∆Vo od częstotliwości repetycji f przy założonej szerokości impulsu ti.


Przedmiotem ćwiczenia są dwie wersje układów pasywnych przeznaczonych odpo-wiednio do minimalizacji efektu przesunięcia podstawy impulsów monopolarnych i bipo-larnych. Pierwszą stanowi układ z diodą obcinającą, drugą natomiast − układ dwudiodowy według koncepcji Robinsona. Schematy obu tych konfiguracji, zmontowanych we wspól-nym module ćwiczeniowym, przedstawiono odpowiednio na rysunku 6.1.

Rys. 6.1. Schemat układów modułu ćwiczeniowego: a) prostego obcinacza diodowego; b) dwudio- dowego restorera pasywnego w konfiguracji Robinsona.

D

W WE WY

100k

1n

C

R

a)

D2

1k

WE

30

28 k

I1

BC159

1n

C6V2 56k

BC109

WY

+12 V

C6V2

- 12 V

100k

10µ

D1

30

10

1k

Uod

I2

b)

BG AGH

39

Pierwszy z nich wyposażono w wyłącznik (W) umożliwiający odłączenie diody obcinającej (D), drugi natomiast w zespół gniazd dla ewentualnego pomiaru kontrolnego prądów I1 i I2 obu tranzystorów.

Program ćwiczenia − instrukcja szczegółowa Zadanie 6.1. Badanie efektu przesunięcia linii zerowej w obwodzie C-R

Zestawić układ pomiarowy według schematu podanego na rysunku 6.2, wstawiając jako blok oznaczony symbolem DUT układ z diodą obcinającą Wyłącznik W w gałęzi diody przełączyć w pozycję „WYŁ”.

Generator impulsów PGP-6 przełączyć w tryb generacji ciągu impulsów polarności dodatniej o amplitudzie Vmax = 5 V i szerokości ti = 5 µs. Obserwacje i pomiary przepro-wadzić dla częstotliwości repetycji impulsów f = 1, 5, 10, 50 i 100 kHz.

Przedmiotem pomiarów oscyloskopowych jest kształt odpowiedzi czwórnika C-R oraz przesunięcie linii zerowej ∆VO ciągu impulsów (pomiar w kanale B oscyloskopu TDS 220). Obydwa wejścia (A i B) oscyloskopu winny być przełączone w pozycję sprzężenia bezpoś- redniego (stałoprądowego).

Wyniki pomiarów zestawić w tabelce [ f − ∆VO ] oraz przedstawić w formie wykresu zależności ∆VO od log f .

Zadanie 6.2. Badania własności układu z diodą obcinającą (C-R-D)

Zakres tego zadania obejmuje badania odpowiedzi układu skracającego z diodą obci-

nającą (C-R-D) na trzy rodzaje impulsów wejściowych: monopolarnego impulsu o polar-ności dodatniej, monopolarnego impulsu o polarności ujemnej oraz impulsu bipolarnego. W przypadkach impulsów monopolarnych badania należy przeprowadzić w układzie po-miarowym stosowanym w zadaniu 6.1 w warunkach włączonej diody obcinającej (z zamk-niętym wyłącznikiem W).

Rys. 6.2 Schemat zestawu do badania przesunięcia linii zerowej w czwórniku C-R

PGP-6

A B

TDS 220

RP-1

DUT

BG AGH

40

Zadanie 6.2a. Badanie odpowiedzi układu C-R-D na impulsy dodatnie

• Wykonać serie pomiarów według programu zadania 6.1 dla ciągu monopolarnych im- pulsów, dodatnich. • Przerysować przebieg odpowiedzi układu. • Rezultaty pomiarów przesunięcia linii zerowej przedstawić w takiej samej formie jak w zadaniu 6.1.

Zadanie 6.2b. Badanie odpowiedzi układu C-R-D na impulsy ujemne

• Podać na wejście badanego układu ciąg impulsów o polarności ujemnej i małej często- tliwości repetycji (np. f = 1 kHz). • Zaobserwować przebiegi odpowiedzi układu dla różnych szerokości impulsów wej- ściowych. • Przerysować i skomentować kształt odpowiedzi.

Zadanie 6.2c. Badanie odpowiedzi układu C-R-D na impulsy bipolarne • Uzupełnić zestaw pomiarowy dodatkowym podzespołem funkcjonalnym służącym do formowania impulsów bipolarnych. Stanowi go układ ze zwartą linią opóźniającą o czasie opóźnienia TD = 2,5 µs i impedancji charakterystycznej Z0 = 1 kΩ. Schemat zmodyfikowanego w ten sposób zestawu pomiarowego przedstawiono na rysunku 6.3.

• Dokonać obserwacji przebiegów wejściowych i wyjściowych ciągu impulsów o amplitudzie Vmax = 5 V (dowolnej polarności), szerokości ti = 5 µs i częstotliwości repetycji f = 1 kHz. • Przerysować obserwowane przebiegi i skomentować ich charakter. Zadanie 6.3. Badanie własności układu Robinsona • Zewrzeć do masy gniazdo oznaczone symbolem „Uod” ustalając wartość spoczynko- wą napięcia wyjściowego na poziomie potencjału masy.

Rys. 6.3. Schemat zestawu do obserwacji odpowiedzi obcinacza na impulsy bipolarne

PGP-6A B

DL TD, Zo

TDS 224

DUT

SONDA

1k

BG AGH

41

• Sprawdzić rozpływ prądów w gałęziach zasilających źródeł prądowych włączając do ich obwodów (w punktach oznaczonych symbolicznie „I1” i „I2”) mikroamperomie- rze o zakresie pomiarowym ok. 200 µA. W razie potrzeby skorygować wartości prą- dów za pomocą potencjometru nastawczego w obwodzie emitera „górnego” źródła prądowego (I1). • Wykonać serie pomiarów poziomu przesunięcia linii zerowej dla ciągu impulsów monopolarnych i bipolarnych, odpowiednio w układzie z rysunku 6.2 lub 6.3, przyj- mując następujące wartości parametrów sygnału wejściowego: Vm = 5 V, ti = 5 µs oraz f = 1, 5, 10, 50, 100 kHz. • Wyniki pomiarów przedstawić w formie tabelarycznej i wykreślnej. • Wyznaczyć doświadczalnie maksymalną częstotliwość impulsów, przy której przesu- nięcie poziomu zerowego nie przekracza założonej wartości (przykładowo − 25 mV). • Rezultat pomiaru skonfrontować z wartością obliczeniową.

Wyposażenie stanowiska ćwiczeniowego • Moduł ćwiczeniowy: UKŁADY PRZYWRACANIA POZIOMU ZEROWEGO • Generator impulsów typu PGP-6 • Oscyloskop typu TDS 224 z sondą pomiarową • Moduł ćwiczeniowy: LINIA OPÓŹNIAJĄCA • Zasilacz niskiego napięcia typu KB-60-01 • Woltamperomierze uniwersalne • Kable i przewody połączeniowe • Przystawka formująca impulsy „licznikowe” (unipolarne i bipolarne) Literatura pomocnicza [1] Instrukcje pomocniczej aparatury pomiarowej [2] Korbel K.: Elektronika jądrowa. Cz. II. Układy elektroniki jądrowej. Kraków, Wyd. AGH 1985 [3] Kowalski E.: Elektronika Jądrowa. Warszawa, OIEJ, Dodatki do Postępów Techniki Jądrowej, nr 76 (559), 1973 [4] Nicholson P.W.: Nuclear Electronics. London, New York, Sydney, Toronto John Wi- ley & Sons 1974 [5] Robinson L B.: Reduction of Baseline Shift in Pulse-Amplitude Measurements. Rev. Sci. Instr., vol. 32, 1961, 1057

BG AGH

42

ĆWICZENIE LABORATORYJNE 7 Przedwzmacniacz ładunkowy Zakres ćwiczenia

• Pomiar podstawowych parametrów znamionowych przedwzmacniaczy ładunkowych; zapoznanie się z odnośnymi przepisami normalizacyjnymi.

W zakres ćwiczenia wchodzą następujące procedury pomiarowe:

− pomiar czułości ładunkowej (energetycznej) kq, − pomiar rozmycia szumowego ∆1/2 i rozdzielczości energetycznej (FWHMSi) przedwzmacniacza, − pomiar pojemnościowego przyrostu rozdzielczości energetycznej ∆(FWHM). − pomiar pojemności dynamicznej Cdyn, − pomiar czasu narastania tn i opadania to odpowiedzi wzmacniacza. Przedmiot ćwiczenia

Przedmiotem ćwiczenia jest laboratoryjny model przedwzmacniacza ładunkowego w wersji z „rezystywną” pętlą ładunkowego sprzężenia zwrotnego. Jego schemat ideowy przedstawiono na rysunku 7.1.

Sekcję wejściową wykonano w układzie konwencjonalnym. Obejmuje ona w pierw-szym stopniu tranzystor polowy JFET-T1 z obciążeniem dławikowym (DŁ) oraz w stopniu drugim, tranzystor bipolarny T2 pracujący w układzie OB (ze wspólną bazą). Sekcję

Rys. 7.1. Schemat ideowy badanego przedwzmacniacza ładunkowego

T5T4

T3

T2

WY WE

50µ

0.1µ

0.1µ

0.1µ

2k7

330

2.2 108

100

2µ 0.1 µ 18k

50µ

18k

5k6

C*

100 1µ

2k2

470 2k7

18k

2N3964

2N2484

2N3964 2N3823

50µ

0.1µ

DŁ 1H

5k

18k

50µ

100

2N3505

1n

50µ

+14V

-14V

T1

100

2p KONTR

BG AGH

43

wyjściową tworzy kaskada tranzystorów T3, T4 oraz T5 stanowiąca wzmacniacz o wzmoc-nieniu jednostkowym (kv = 0,9999), „bootstrapujący” rezystor obciążenia tranzystora T2. Układ ten jest wzorowany na oryginalnym projekcie E. Coiantego.

Program ćwiczenia − instrukcja szczegółowa Zadanie 7.1. Pomiar czułości ładunkowej i energetycznej Zestawić układ pomiarowy według schematu podanego na rysunku 7.2.

Dla założonej wartości amplitudy sygnału wejściowego Vp pobieranego z generatora impulsów wzorcowych ORTEC 419 dokonać pomiaru amplitudy odpowiedzi Vo max przedwzmacniacza za pomocą synchroskopu pomiarowego TAS 465. Pomiar ten wy-konać dla kilku różnych poziomów sygnału wejściowego mieszczących się w zakresie liniowej pracy przedwzmacniacza (20 ÷ 100 mV).

Wzmocnienie (czułość) ładunkowe wyznaczyć na podstawie definicji tej wielkości,

przy czym ładunek wejściowy iniekowany poprzez adaptor ładunkowy Qi określa prosty związek ,0CVQ ii = gdzie: C0 − pojemność przelotowa adaptora ładunkowego, Vp − amplituda impulsu napięciowego generatora wzorcowego.

Na podstawie uzyskanych danych pomiarowych wyznaczyć wartość czułości ener-

getycznej odniesionej do detektora krzemowego (WSi = 3,6 eV/ parę e-h), zgodnie z relacją

0

maxSi 44,4

CVV

Ap

o= [mV/MeV]

przy czym amplituda impulsu generatora wzorcowego Vp oraz impulsu wyjściowego Vo max wyrażone są w mV, zaś pojemność adaptora ładunkowego C0 w pF.

Rys. 7.2. Schemat zestawu do pomiaru czułości ładunkowej przedwzmacniacza

ORTEC 419

DUT

PRZEDWZMACNIACZ ŁADUNKOWY z wbudowanym „ADAPTOREM ŁADUNKOWYM”

KONTR

Co

TAS 465

BG AGH

44

Zadanie 7.2. Pomiar energetycznej zdolności rozdzielczej

Pomiar ten jest równoznaczny z pomiarem rozmycia szumowego przedwzmacniacza. Międzynarodowe zalecenia normalizacyjne przewidują dwie metody pomiarowe: metodę wielokanałowego analizatora amplitudy oraz metodę woltomierza wartości średniej kwadratowej i oscyloskopu. Stanowisko ćwiczeniowe wyposażone jest w aparaturę do pomiaru drugą z wymie-nionych metod. Schemat układu pomiarowego według tej metody podano na rysunku 7.3

Procedura pomiarowa obejmuje dwa etapy. W pierwszym dokonuje się pomiaru wartości średniokwadratowej napięcia szumów VN rms na wyjściu toru pomiarowego (tj. na wyjściu wzmacniacza kształtującego) przy odłączonym generatorze impulsów wzor-cowych. W drugim etapie, przy zachowaniu takich samych warunków pracy wzmacniacza głównego, przeprowadzany jest pomiar amplitudy impulsu wyjściowego wzmacniacza głównego Vo max stanowiącego odpowiedź na wejściowy impuls wzorcowy Vp. Pomiar ten wykonywany jest za pomocą oscyloskopu pomiarowego.

Przeprowadzić kilka pełnych cykli pomiarowych dla różnych wartości stałych cza-sowych wzmacniacza głównego (kształtującego) w warunkach identyczności stałych czasowych różniczkowania i całkowania.

Obliczyć wartości FWHMSi dla wybranych wartości stałych czasowych τ = τd = τi korzystając z formuły

max

0Si 053,0

o

Nrmsp

VVVC

FWHM = [keV],.

gdzie: Vp, VN rms − w mV, C0 − w pF, Vo max − w V.

Rezultaty pomiarów przedstawić w formie wykresu zależności FWHMSi od wartości stałej czasowej τ. Zadanie 7.3. Pomiar przyrostu pojemnościowego „rozmycia szumowego”

Pomiary przeprowadzić w tym samym układzie pomiarowym (rys. 7.3) dla szeregu dołączanych na wejście (WE) przedwzmacniacza dodatkowych pojemności. Wykonać je

Rys. 7.3. Schemat zestawu do pomiaru energetycznej zdolności rozdzielczej przedwzmacniacza

ORTEC 419

TDS 220 DUT Co

KONTR

ORTEC 450

BG AGH

45

przy stałych czasowych wzmacniacza głównego równych τd = τi = 2 µs. (Uwzględnić wpływ pojemności szeregowej 1 nF w tej gałęzi przedwzmacniacza!).

Wyniki pomiarów zestawić tabelarycznie i przedstawić w formie wykresu zależności rozmycia szumowego (FWHM) od pojemności wejściowej. Zadanie 7.4. Wyznaczenie pojemności dynamicznej przedwzmacniacza Podstawę do wyznaczenia wejściowej pojemności dynamicznej przedwzmacniacza stanowią podstawowe formuły wynikające z analizy sygnałowej układu, a mianowicie: Cdyn = (1+Kv) CF, ( ) ,

1 i

o

TVB

Vq Q

VCKC

KK =

++=

gdzie: Cdyn − wyznaczana pojemność dynamiczna, CB − układowa pojemność równoległa, CF − pojemność w pętli sprzężenia zwrotnego, Kv − wzmocnienie sekcji ładunkowej w otwartej pętli, Vo − napięcie wyjściowe przedwzmacniacza, Qi − ładunek wejściowy iniekowany do wzmacniacza.

Cykl pomiarowy obejmuje dwie identyczne procedury pomiarowe w warunkach ta-kiego samego wymuszenia (Qi = const); pierwszą bez dołączanej pojemności zewnętrznej i drugą przy dołączonej dodatkowej pojemności wejściowej.

Oznaczając symbolem Vo1 napięcie wyjściowe otrzymywane w pierwszym przy-padku tj. dla CB = 0 , zaś symbolem Vo2 napięcie wyjściowe w przypadku drugim, na podstawie podanych wyżej zależności można wyznaczyć następującą formułę

.21

2

oo

oBdyn VV

VCC

−=

Pomiary powyższe przeprowadzić w układzie podanym na rysunku 7.2

Przy dostatecznie dużej wartości współczynnika wzmocnienia napięciowego KV czułość ładunkowa (wzmocnienie ładunkowe) z dobrym przybliżeniem można wyrazić jako odwrotność pojemności CF. Na miarę tego przybliżenia można zatem wyznaczyć wartość współczynnika KV , korzystając z formuły opisującej zależność pojemności dynamicznej od KV i CF.

Wyznaczone w powyższych procedurach wartości KV i CF przy zadanej wartości CB pozwalają ocenić zapas wzmocnienia przedwzmacniacza Kres.

Rezultaty pomiarów i odnośnych obliczeń zestawić w tabelce.

BG AGH

46

Zadanie 7.5. Pomiar czasu narastania i zaniku impulsu wyjściowego

Pomiarów dokonać w układzie zestawionym do pomiaru czułości ładunkowej (we-dług rys. 7.2), odczytując z ekranu oscyloskopu współrzędne czasowe impulsu wyjściowe-go niezbędne dla obliczenia wartości wyznaczanych parametrów.

Czas narastania tn wyznaczyć według kryterium 10 i 90% amplitudy impulsu, nato-miast czas zaniku to według kryterium spadku poziomu sygnału do 1% amplitudy.

Ze względu na subiektywność odczytów powtórzyć powyższe pomiary wielokrotnie i wyznaczyć wartości oczekiwane zgodnie z zasadami opracowywania wyników pomiaru. Wyposażenie stanowiska ćwiczeniowego • Przedwzmacniacz ładunkoczuły (DUT) • Wzmacniacz kształtujący: typ ORTEC 450 (Research Amplifier) • Oscyloskop pomiarowy: typ TDS 220 • Woltomierz wartości średniokwadratowej: typ HP 3400 (RMS Voltmeter) • Generator impulsów wzorcowych typu ORTEC 419 • Zasilacz niskiego napięcia: typ HP E3630A • Komplet pojemności zakapsułowanych w obudowie wtyku BNC

Literatura pomocnicza [1] Dąbek T., Korbel K.: Parametry przedwzmacniaczy ładunkowych i metody ich pomia- rów. Raport INT 141/E, Kraków 1979 [2] Electrical Measuring Instruments Used in Connection with Ionizing Radiation. Draft - Standard test procedures. Amplifiers and preamplifiers for semiconductor radiation detectors. Genewa, International Technical Commission. Technical Committee No. 45 [3] Korbel K.: Elektronika jądrowa. Cz. II. Układy elektroniki jądrowej. Kraków, Wyd. AGH 1985 [4] Korbel K.: Układy elektroniki „Front-End”. Kraków, UWND AGH 2000

BG AGH

47

ĆWICZENIE LABORATORYJNE 8 Układy koincydencyjne Zakres ćwiczenia

Pomiary podstawowych parametrów znamionowych układów koincydencyjnych.

• Pomiar współczynnika wyboru układu koincydencyjnego. • Pomiar czułości koincydencji. • Wyznaczenie krzywej koincydencji opóźnionych; pomiar czasu rozdzielczego. • Pomiar czasu martwego.

Przedmiot ćwiczenia Przedmiotem ćwiczenia są dwa rodzaje układów koincydencyjnych:

1) trójkanałowy, równoległy układ Rossiego z kanałem koincydencyjno-antykoincydencyjnym; 2) układ mostkowy Schradera.

Schematy obu tych konfiguracji przedstawiono odpowiednio na rysunkach 8.1 i 8.2.

Układ Rossiego umożliwia trzy tryby pracy:

1) praca w systemie koincydencji dwusygnałowej (2-kanałowej), 2) praca w systemie koincydencji trójsygnałowej (3-kanałowej), 3) praca w systemie koincydencyjno-antykoincydencyjnym.

W przypadku 1) i 3) przełącznik [K-AK] jest utrzymywany w pozycji [KA], nato-miast w przypadku 2) − w położeniu [K]. Zasadniczy układ koincydencyjny, wykona-ny na tranzystorach T1 , T2 i T3 , jest uzupełniony stopniem wtórnikowym na tranzys-torze T4.

Rys. 8.1. Schemat układu koincydencyjnego/antykoincydencyjnego wg Rossiego

AK K

0.3µ

+7 V

T1 T2 T3

T4

WY

WE1K

WE2K

WE3 K/AK

0.3µ

0.3µ

0.3µ

10k

10k 10k

1k 390 k

47k 100

BG AGH

48

Układ Schradera wykonano w formie zmodyfikowanej z odbiorem sygnału z mostka za pośrednictwem różnicowego wzmacniacza operacyjnego.


Zadanie 8.1. Pomiar współczynnika wyboru

Zestawić układ pomiarowy według rysunku 8.3

Za pomocą organów regulacyjnych generatora impulsów PGP-6 przełączyć tryb jego pracy w pozycję IMPULSY POJEDYNCZE oraz nastawić następujące wartości para-metrów generowanego sygnału:

Rys. 8.3 Schemat zestawu do badania własności układów koincydencyjnych

PGP-6

1 2 3

DP-21

„x”

P-44

TDS 220

UW

WE-1

500

500

1k

0.3µ

0.3µ D1

D3

D2

R WE-2

R

WY

R1

R2

R3

Rys. 8.2. Schemat układu koincydencyjnego wg Schradera

UWAGA

Przedstawione na rysunkach 8.1 i 8.2 konfiguracje stanowią podstawowe członyfunkcjonalne układów koincydencyjnych określane mianem UKŁADÓW WYBIE-RAJĄCYCH (UW). Pełny układ koincydencyjny zawiera nadto regeneracyjny stopieńformujący, z reguły wykonany w formie monowibratora z progiem wyzwalania(dyskryminatora progowego).

BG AGH

49

• dla układu Rossiego: Vg = − 2,0 V, ti = 5,0 µs, f = 10 kHz;

• dla układu Schradera: Vg = + 2,0 V, ti = 5,0 µs, f = 10 kHz.

Dokonać pomiaru amplitudy odpowiedzi UKŁADU WYBIERAJĄCEGO Vn dla wa-

runku pełnej koincydencji, tj. przy podaniu impulsów generatora na oba wejścia układu, oraz odpowiedzi Vn-1 dla przypadku krotności koincydencji k = (n Q1). Obliczyć według definicji wartość współczynnika wyboru ρ. W przypadku układu mostkowego Schradera poziom odpowiedzi Vn-1 można spro-wadzić do zera poprzez staranne zrównoważenie mostka. Dokonuje się tego za pomocą regulowanego rezystora R3. Ze względu na brak ścisłego pokrywania się charakterystyk V-I diod wartość R3 zapewniająca zbalansowanie mostka zależy od amplitudy sygnału wejściowego. Pomiar współczynnika wyboru przeprowadzić w warunkach niezupełnego zrównoważenia. Zadanie 8.2. Pomiar czułości koincydencji

Pomiar przeprowadzić w identycznym jak poprzednio układzie pomiarowym, przyj-mując za początkowe − wartości parametrów sygnału ustalone procedurą pomiaru współ-czynnika wyboru.

Poczynając od zadanego, początkowego poziomu sygnału wejściowego zmniejszać stopniowo amplitudę impulsów generatora aż do momentu zaniku odpowiedzi układu wybierającego. Ta graniczna wartość poziomu sygnału wyznacza czułość koincydencji badanego układu. Podana procedura dotyczy bez żadnych uwarunkowań układu koincydencyjnego Rossiego.

W układzie Schradera nie występuje efekt zaniku odpowiedzi członu wybierającego. Czułość koincydencji można w tym przypadku wyznaczyć w pełnym układzie koin-cydencyjnym obejmującym prócz członu wybierającego UW również dyskryminator pro-gowy. Dla wykonania pomiaru należy przenieść punkt obserwacji odpowiedzi z wyjścia członu wybierającego na wyjście dyskryminatora DP-21 (punkt „x” na rys. 8.3)

Zadanie 8.3. Wyznaczanie krzywej koincydencji opóźnionych

Rozbudować układ pomiarowy do postaci podanej na rysunku 8.4. W układzie tym zastosowano dwa identyczne generatory impulsów typu PGP-6, stanowiące rozdzielne źródła sygnału obu kanałów układu koincydencyjnego. Pierwszy generator pracuje w sys-temie autogeneracji, dając na swym wyjściu impulsy pomiarowe i dostarczając nadto

BG AGH

50

impulsowego sygnału odniesienia dla wyzwalania drugiego generatora. Drugi generator pracuje w trybie sterowania zewnętrznego, replikuje więc z regulowanym opóźnieniem identyczny ciąg impulsów wejściowych dla drugiego kanału układu koincydencyjnego.

Zespół generatorów PGP-6 dostarcza w rezultacie dwa czasowo powiązane ciągi im-

pulsów umożliwiające wyznaczenie krzywej koincydencji opóźnionych. Dwukanałowy synchroskop TDS 220 służy do pomiaru parametrów impulsów (amplitudy, czasu trwania i wzajemnego opóźnienia) obu tych ciągów. Po ustaleniu rekomendowanych wartości wymienionych parametrów wejście B oscyloskopu należy przełączyć na wyjście układu wybierającego UW. Odpowiedź układu wybierającego pod-lega wówczas równoczesnej wizualizacji oscyloskopowej oraz rejestracji cyfrowej w prze-liczniku P-44.

Pomiary przeprowadzić przy następujących wartościach parametrów sygnału:

• dla układu Rossiego: Vg = − 2,0 V, ti = 5,0 µs, f = 10 kHz;

• dla układu Schradera: Vg = + 2,0 V, ti = 5,0 µs, f = 10 kHz.

Próg dyskryminacji dyskryminatora DP-21 ustawić na poziomie równym połowie amplitudy odpowiedzi układu wybierającego uzyskiwanej w warunkach pełnej koin-cydencji.

Nastawić tryb pracy przelicznika P-44 w pozycji PRESET TIME (przedwybór czasu zliczania) oraz wartość czasu zliczania tak równą 10 s.

Rys. 8.4. Schemat zestawu do pomiaru krzywej koincydencji opóźnionych

PGP-6 (II)

1 2 3

UW

„ x ”

DP-21 P-44

PGP-6 (I)

TDS 220

A B

BG AGH

51

Dokonać pomiaru ilości zliczeń N w założonym interwale akumulacji tak dla róż-nych wartości opóźnienia impulsów w jednym z kanałów układu wybierającego UW (połączonym z generatorem II). Przedziały opóźnień dobrać z uwzględnieniem czasu trwa-nia impulsów i pokryć je w miarę równomiernie dziesięcioma punktami pomiarowymi. Przełączyć generatory impulsów w alternatywny tryb sterowania UW przez zamianę połączeń generatorów z wejściami WE-1 i WE-2 i powtórzyć pomiary według podanego wyżej przepisu. Wykreślić krzywą koincydencji opóźnionych i wyznaczyć wartość czasu rozdzielczego. W dodatku C podano alternatywną metodę wyznaczania czasu rozdzielczego układu koincydencyjnego.

Układ pomiarowy z dwoma sprzężonymi generatorami umożliwia ciągłą regulację czasu późnienia TD. Znana z podręczników, konwencjonalna metoda pomiaru krzywej koincydencji opóźnionych korzysta z jednego tylko generatora oraz linii opóźniającej z odczepami. Sposób ten, zilustrowany schematycznie na rysunku 8.5, charakteryzuje się skokową zmianą czasu TD.

Zadanie 8.4. Pomiar czasu martwego

Pomiaru tego parametru dokonać tylko dla układu Rossiego korzystając z zestawu pomiarowego z rysunku 8.3. Jedyną zmianą jaką należy w tym przypadku wprowadzić jest przeniesienie punktu „obserwacji” oscyloskopowej odpowiedzi układu koincy-dencyjnego z wyjścia układu wybierającego UW na wyjście dyskryminatora amplitudy DP-21 (punkt „x” na schemacie).

Przełączyć generator PGP-6 w tryb generacji impulsów „podwójnych”. Nastawić na-stępujące wartości parametrów impulsów generatora:

• Vg = 2,0 V, • ti = 200 ns, • fg = 10 kHz.

Obserwując na ekranie oscyloskopu odpowiedź pełnego układu koincydencyjnego (UW + DP-21), zwiększać stopniowo wzajemne przesunięcie czasowe generowanej pary impulsów poczynając od wartości minimalnej aż do momentu pojawienia się odpowiedzi wyraźnie replikującej formę wymuszenia. Dokonać pomiaru oscyloskopowego tego dystansu czasowego pary impulsów wejściowych, który reprezentuje w istocie czas martwy układu tm.

DL Z0 Z0

PGP-6

KANAŁ 1

KANAŁ 2

Rys. 8.5. Konwencjonalny sposób realizacji opóźnienia impulsów wejściowych stosowany w pomiarach krzywej koincydencji opóźnionych

BG AGH

52

Zadanie 8.5. Sprawdzenie działania układu Rossiego w trybie koincydencji 3-kanałowej i antykoincydencji

Kierując się podanym wcześniej ogólnym opisem 3-kanałowego układu Rossiego zaproponować sposób pomiaru w warunkach koincydencji trójsygnałowej oraz koincy-dencji dwusygnałowej ze wzbronieniem antykoincydencyjnym. Sprawdzić działanie ukła-du w obu trybach pracy. Wyposażenie stanowiska ćwiczeniowego • Moduł ćwiczeniowy: UKŁAD KOINCYDENCYJNY ROSSIEGO • Moduł ćwiczeniowy: UKŁAD KOINCYDENCYJNY SCHRADERA • Generatory impulsów typu PGP-6 • Synchroskop pomiarowy typu TDS 220 • Dyskryminator progowy typu DP-21 • Przelicznik impulsów typu P-44 • Zasilacz niskiego napięcia typu HP E3630 lub KB-60-01 • Kable i przewody połączeniowe


[1] Korbel K.: Elektronika jądrowa. Cz. III. Układy i systemy elektroniki jądrowej. Kra- ków, Wyd. AGH 1987 [2] Kowalski E.: Elektronika jądrowa. Warszawa, OIEJ 1973 [3] Massalski J.M.: Detekcja promieniowania jądrowego. Warszawa, PWN 1959 [4] Sanin A.A.: Elektroniczne przyrządy fizyki jądrowej. Warszawa, WN 1964

BG AGH

53

ĆWICZENIE LABORATORYJNE 9 Integratory liniowe Zakres ćwiczenia

• Praktyczne zaznajomienie się z podstawowymi konfiguracjami analogowych integra- torów liniowych, pomiar ich współczynników konwersji, czasowej zdolności rozdzielczej, nieliniowości całkowej, oraz wyznaczenie nominalnego (roboczego) zakresu pomiarowego.


Przedmiotem ćwiczenia są cztery konfiguracje konwerterów częstotliwość-napięcie stosowane w komercyjnych układach analogowych integratorów impulsów. Dwie z nich stanowią układy z iniekcją standardowych porcji ładunku do obwodu całkującego za pośrednictwem kluczowanych źródeł prądowych. Kolejne dwie, to klasyczny układ Elmora−Sandsa oraz bardziej zaawansowany układ Cooke’a−Yarborough i Pulsforda, wy-korzystujące do dozowania ładunku pompy diodowe. Wymienione dwie grupy układowe zostały zmontowane w formie oddzielnych modułów ćwiczeniowych.

Rysunek 9.1 przedstawia schematy ideowe integratorów pierwszego typu w oryginal-nych wersjach układowych zastosowanych odpowiednio w torze liniowym INTEGRATORA LINIOWO-LOGARYTMICZNEGO ILL-41 systemu STANDARD-70 (układ A), oraz w INTE-GRATORZE LINIOWYM typu 1301-A systemu CAMAC (układ B). Podstawowe struktury, stanowiące właściwy przedmiot ćwiczenia uzupełniono – ujętymi w ramki – stowa-rzyszonymi subukładami funkcjonalnymi związanymi bądź z ekstrakcją sygnału wyjś-ciowego (A) bądź z poprawą liniowości charakterystyki (B).

W obu konfiguracjach zastosowano identyczny sposób dozowania ładunku, polegający na iniekcji do obwodu uśredniającego R-C standardowych impulsów prądowych o zadanej amplitudzie i rozciągłości czasowej. W obu też układach zastosowano taki sam stan-daryzator długotrwałości impulsu prądowego, wykorzystując w tym celu monowibrator scalony typu SN 74121N. Różnice dotyczą realizacji sterowanych źródeł prądowych. W przypadku (A) funkcję tę pełni prosty, sterowany napięciowo stopień OE (T1A), wspomagany obwodami ustalającymi stan jego odcięcia (dioda D1A i tranzystor T2A). Wartość prądu tego źródła jest podyktowana przez wartości rezystorów (stałego R7A oraz nastawczego RxA) w obwodzie emiterowym tranzystorów T1A i T2A. Alternatywne rozwią-zanie (B) w charakterze źródła prądowego wykorzystuje stopień wzmacniający w kon-figu-racji OB (tranzystor T2B) z regulacją poziomu w obwodzie emiterowym (sterowany dzielnik T1B ÷ R2B, komutujący napięcie wejściowe stopnia T2B, oraz rezystor szeregowy RxB).

W odmienny sposób realizowany jest również pomiar odpowiedzi obu konwerterów. Wersja (A) dokonuje go w systemie napięciowym przez pomiar napięcia na obwodzie całkującym Ri-Ci, natomiast w wersji (B) przedmiotem bezpośredniego pomiaru jest prąd w gałęzi rezystorowej tego obwodu. (w module ćwiczeniowym przewidziano możliwość

BG AGH

54

pomiaru napięcia na zaciskach obwodu całkującego – obwód pomiaru prądu w przypadku braku zewnętrznego mikroamperomiera należy wówczas zewrzeć na krótko).

Dla zadanych elementami nastawczymi wartości parametrów wejściowych impulsów prądowych (Ii, ti) relację między wymuszeniem (<f >) a odpowiedzią (<Vo>) wyznacza równanie bilansu prądów obwodu całkującego (akumulatora z odpływem). Prowadzi ona do prostej zależności liniowej ,⟩⟨=⟩⟨ ftIRV iiio w której czynnik przed symbolem średniej częstości zliczeń stanowi podstawowy parametr integratora liniowego zwany współczynnikiem konwersji (przemiany) kp.

Kolejny rysunek (rys. 9.2) przedstawia schematy ideowe pary konwerterów drugiej grupy z iniekcją ładunku do obwodu uśredniającego za pośrednictwem pompy diodowej. Podstawową wersję (układ C) według oryginalnej koncepcji Elmora−Sandsa reprezentuje tu układ stosowany w torze liniowym INTEGRATORA LINIOWO-LOGARYTMICZNEGO typu ILL-21 wchodzącego w skład systemu aparatury jądrowej STANDARD-70. W stopniu standaryzatora impulsów wejściowych wykorzystuje on monowibrator zrealizowany na

Rys. 9.1. Schematy integratorów zmontowanych w module INTEGRATORY LINIOWE I

2N3823

2N2905A

200

30k

+24V +24V

-24V

6k98

500

BZYP 11 C6V2

+24V

-24V

-24V

WE

14 13 12 11 10 9 8

1 2 3 4 5 6 7

A)

T1A

T2A

D1A

RxA

R7A 7k5

RN CN

1k2

20k

+5V

BFP519

+24V +6V

BFP519

Ri 3M3

Ci 10n

BAY55

SN 74121N

1k 1k 10 µ

27p

<f>

H L

34401 A

VM

VM

<Vo >

<Vo> <I0>

BFP519

BSYP07

BFP519 100µA AM

B)

RxB

T1B

T2B

R2B 1k

R1B 1k

R3B 820

R4B 100k

Ci 100µ

BZP630C12

BSYP07

BSXP93

100µ

0.1µ

+24V

BAYP 95

do –12V

VM

10n

BG AGH

55

czterech bramkach logicznych układu scalonego UCY 7400N. Generowane w nim impulsy po wzmocnieniu w konwencjonalnym stopniu OE przekazywane są do pompy diodowej (kondensator dozujący Cd, dioda D2C oraz połączony w układzie diody tranzystor T1C) iniekującej określone porcje ładunku do obwodu całkującego Ri – Ci. Formowana w tym obwodzie odpowiedź napięciowa konwertera <Vo> jest w ogólności nieliniową funkcją wymuszenia (tj. średniej częstości zliczeń <f>). Zależność tę opisuje charakterystyka przenoszenia układu pompy diodowej

,1 di

diio CRf

CRfVV

⟩⟨+⟩⟨

=⟩⟨

która dla wartości

diCR

f 1⟨⟨⟩⟨

wykazuje akceptowalną w praktyce pomiarowej liniowość.

Dla uzyskania pożądanych, dostatecznie dużych wartości napięcia wyjściowego w wa-runkach ograniczenia zakresu pomiarowego do początkowej zaledwie części charak-terystyki przenoszenia niezbędne jest odpowiednie zwiększenie napięcia impulsów wejś-ciowych Vi. W omawianym układzie celowi temu służy właśnie stopień wzmacniający T1C. Na schemacie pominięto rozbudowany układ elektronicznego woltomierza z odczytem analogowym oznaczając go jedynie umownym symbolem graficznym.

D) CiD 10µ

µA 741 ×

Cd 100p

D1D BAYP95 BAYP95

D2D +15V

RiD

1k

100k

34401A

<Vo>

- 15V

10k

WE

<f>

C)

14 13 12 11 10 9 8

1 2 3 4 5 6 7

240

390

10/60

100

390

1T

BAYP95

BC527

BC211

1k2

200

1M 10µ

UCY7400N

BAYP95 +24V

+6V

T1C T2C

D2C

D1C

Cd Ri - Ci <Vo>

34401A

Rys. 9.2. Schematy integratorów zmontowanych w module INTEGRATORY LINIOWE II

BG AGH

56

Wolną od niedostatków prostego układu z pompą diodową jest konfiguracja zapropo-nowana przez Cooke’a−Yarborough i Pulsforda, stanowiąca tandem pompy diodowej i cał-kującego wzmacniacza operacyjnego. W module ćwiczeniowym wykorzystano jej zmo-dyfikowaną „replikę” (układ D) wykonaną całkowicie na elementach i podzespołach współczesnej techiki półprzewodnikopwej. Odpowiedź konwertera (<Vo>) na wymuszenie (<f>) opisana jest w tym przypadku zależnością

,1

1 ⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡ ⟩⟨++

⟩⟨=⟩⟨

v

di

diio

kCRf

CRfVV

która przy odpowiednio wysokim wzmocnieniu napięciowym kv wzmacniacza sprowadza się z dobrym przybliżeniem do związku liniowego. Współczynnik konwersji integratora określony jest wówczas iloczynem Vi Ri Cd . Wersja ta korzysta z tego samego norma-lizatora impulsów, jaki użyto w integratorze ILL-21. Wobec inherentnie szerokiego zakresu liniowego nie jest tu wymagane dodatkowe wzmacnianie impulsów.

Program ćwiczenia − instrukcja szczegółowa Zadanie 9.1. Pomiary charakterystyk przenoszenia integratorów

W układzie pomiarowym przedstawionym schematycznie na rysunku 9.3 dokonać pomiaru charakterystyk przenoszenia wskazanych przez prowadzącego ćwiczenia konfi-guracji układowych. Rekomendowany jako źródło sygnału wejściowego generator im-pulsów PGP-6 ustawić w trybie generacji impulsów pojedynczych. Ustalić polarność impulsów oraz ich amplitudę zgodnie z wymaganiami dodatniej logiki TTL. Każdorazowo nastawioną częstotliwość generowanych impulsów pomierzyć przy pomocy przelicznika P-41, dobierając czas zliczania impulsów według kryterium 1% dokładności pomiaru.

Rys. 9.3. Schemat zestawu do pomiaru charakterystyk przenoszenia integratorów

KB-60-01

P-41

PGP-6

DUT

∫µA

<Vo>

<Io>

<f>

34401A

BG AGH

57

Napięcia niezbędne do zasilania modułów ćwiczeniowych ustalić, korzystając z orga-nów nastawczych zasilacza KB-60-01 i kierując się praktyczną wskazówką połączeń dla obu grup integratorów, podaną na rysunku 9.4. W szczególności dla grupy pierwszej (INTEGRATORY LINIOWE I.) odnośne połączenia ukazuje rysunek 9.4a. natomiast grupy drugiej (INTEGRATORY LINIOWE II) – rysunek 9.4b.

Właściwe pomiary poprzedzić pomiarami orientacyjnymi dla zgrubnego wyznaczenia obszaru górnego zakrzywienia charakterystyki i określenia nominalnej wartości maksimum odpowiedzi. Wartość tę, określającą zakres pomiarowy, przyjąć wstępnie równą około 90% poziomu nasycenia.

Określone w ten sposób przedziały częstotliwości pokryć co najmniej dziesięcioma równomiernie rozłożonymi punktami pomiarowymi. Wyniki pomiarów przedstawić tabe-larycznie i wykreślnie w formie charakterystyk < V >(< f >) względnie < Io >(< f >).

Zadanie 9.2. Wyznaczenie współczynników konwersji kp i nieliniowości cał- kowej εi integratorów

Na podstawie uzyskanych rezultatów pomiarowych wyznaczyć:

• wartość współczynnika konwersji dla założonego a priori zakresu pomiarowego, • nieliniowość całkową εi dla tego zakresu, • wg kryterium zadanej wartości εi (np. εi = 1%) określić nominalny zakres pomiarowy oraz przynależną mu wartość współczynnika konwersji.

Globalnym parametrem opisującym nieliniowość układu jest tzw. współczynnik nieliniowości całkowej εi. W domenie odpowiedzi napięciowej układu z mocy definicji wyraża się on zależnością

,maxo

odef

i VV∆

=ε

Rys. 9.4. Układy połączeń zasilacza KB-60-01 do zasilania modułów ćwiczeniowych I i II +6V +24V -24V

+6V +18V -12V -12V

a)

+6V +15 V +24V -15

+6V +9V +9V -15V b)

UWAGA W pomiarze napięcia wyjściowego integratora w konfiguracji (A) użyty w tym celu woltomierz elektroniczny podłączyć w trybie „wiszącym” (zaciski H-L)

BG AGH

58

gdzie: ∆Vo − maksymalne odchylenie charakterystyki przejściowej od idealizowanego przebiegu liniowego, Vo max − maksymalna wartość nominalna odpowiedzi.

W praktyce metrologicznej upowszechniły się trzy sposoby określania odchyłki ∆Vo Zilustrowano je na rysunku 9.5.

Największą popularność zyskał sposób, w którym ∆Vo stanowi naturalną, maksy-malną odległość punktów charakterystyki rzeczywistej i idealnej (∆VoA) leżących na wspólnej rzędnej, przy czym referencyjną charakterystykę idealną reprezentuje prosta A przechodząca przez skrajne punkty charakterystyki rzeczywistej. Drugi sposób przyjmuje za odniesienie prostą B równoległą do A, stanowiącą symetralną punktów charakterystyki rzeczywistej (∆VoB). Według tego sposobu wyznaczana jest nieliniowość całkowa urządzeń systemu aparaturowego STANDARD. Najrzadziej stosowany, trzeci sposób, za repre-zentatywną odchyłkę (∆VoC) przyjmuje odległość między punktem przecięcia stycznej do charakterystyki rzeczywistej w „zerze” C z poziomem <Vo>max, a leżącym na wspólnej rzędnej punktem charakterystyki rzeczywistej. Ze względu na niezgodność wartości εi wyznaczanych różnymi sposobami dane katalogowe odnośnych urządzeń zawierają z re-guły informację jakim sposobem w danym przypadku się posłużono.

W ramach ćwiczenia należy dokonać wyznaczenia współczynnika nieliniowości całkowej metodą graficzną według sposobu pierwszego. Prostą odniesienia jest w tym przy-padku charakterystyka idealna wykreślona od początku układu współrzędnych do punktu o współrzędnych < f >max i <Vo>max. Zauważmy, że współrzędne końcowe charakterystyki idealnej determinują zarazem wartość współczynnika konwersji (przemiany) kp zgodnie z oczywistą relacją

.max

max α=⟩⟨⟩⟨

= tgf

Vk op

W zadaniu tym posłużyć się metodą kolejnych przybliżeń, wyznaczając wartości

współczynnika nieliniowości całkowej przy stopniowo zawężanym zakresie pomiarowym.

Rys. 9.5. Ilustracja ogólnych definicji liniowości przenoszenia układów

∆VoC

∆VoBC

C

B

<Vo> <Vo>max

<f> α <f>max

A

∆VoA

BG AGH

59

Zadanie 9.3. Pomiar czasu rozdzielczego integratorów

Pomiar przeprowadzić w układzie podanym na rysunku 9.3. Przełączyć generator impulsów PGP-6 w tryb generacji impulsów podwójnych (pary impulsów). Nastawić częstotliwość repetycji impulsów na wartości odpowiadającej środkowi zakresu pomia-rowego integratora. Pomiar rozpocząć od minimalnej odległości czasowej pary impulsów, zwiększając ją stopniowo aż do momentu (skokowego) dwukrotnego wzrostu wskazań inte-gratora. Odpowiadający temu momentowi odstęp czasowy pary impulsów określa wyzna-czany czas rozdzielczy integratora. Zadanie 9.4. Rekalibracja integratora

Dla zadanych parametrów znamionowych (zakres częstości zliczeń, stała czasowa) obliczyć wartości elementów nastawczych wskazanej przez prowadzącego zajęcia konfi-guracji integratora (z grupy drugiej), wmontować je do układu i sprawdzić doświadczalnie uzyskane rezultaty. Wyposażenie stanowiska ćwiczeniowego • Moduł ćwiczeniowy: INTEGRATORY LINIOWE I (A-B) • Moduł ćwiczeniowy: INTEGRATORY LINIOWE II (C-D) • Generator impulsów: typ PGP-6 • Woltomierz cyfrowy: typ HP 34401 A • Mikroamperomierz laboratoryjny • Zasilacz niskiego napięcia typu KB-60-01 • Przelicznik impulsów serii STANDARD 70: typ P-44 • Podzespoły elektroniczne • Kable i przewody łączące


[1] Instrukcja obsługi: Integrator linearno-logarytmiczny − typ ILL-41. Warszawa, ZZUJ POLON 1973 [2] Instrukcja obsługi: Integrator liniowo-logarytmiczny - typ ILL-21a. Zielona Góra, ZZUJ POLON 1979 [3] Instrukcja obsługi: Integrator liniowy – typ 1301A. Warszawa, ZZUJ POLON 1976 [4] Instrukcje obsługi pomocniczej aparatury pomiarowej [5] Korbel K.: Elektronika jądrowa. Cz.III. Układy i systemy elektroniki jądrowej. Kra- ków, Wyd. AGH 1987

BG AGH

60

ĆWICZENIE LABORATORYJNE 10 Integrator logarytmiczny A

Zakres ćwiczenia

Badanie własności integratorów o skali logarytmicznej z formowaniem charakte-rystyki przenoszenia za pomocą diody (złącza) półprzewodnikowej w obwodzie wejś-ciowym oraz w pętli sprzężenia zwrotnego wzmacniacza operacyjnego. • Pomiar charakterystyki przejściowej [<Vo> − fi ]. • Pomiar dyspersji odpowiedzi w funkcji częstotliwości. • Pomiar szybkości reakcji integratora na skokową zmianę częstotliwości. Przedmiot ćwiczenia Przedmiotem ćwiczenia są dwie wersje układowe integratora logarytmicznego: 1) wersja z diodowym dwójnikiem wejściowym (konfiguracja Goodyeara), 2) wersja z diodą formującą w gałęzi ujemnego sprzężenia zwrotnego wzmacniacza operacyjnego.

Na rysunku 10.1 przedstawiono schemat ideowy pierwszej konfiguracji. Stanowi ona emulację półprzewodnikową układu lampowego Goodyeara. Elementem kształtującym charakterystykę konwersji integratora jest dioda półprzewodnikowa pracująca w reżymie przewodzenia. Płynący przez nią prąd pozyskiwany z układu dozującego z pompą diodową daje na niej spadek napięcia proporcjonalny do logarytmu średniej wartości częstotliwości impulsów wejściowych. Uzyskanie „dobrej logarytmiki” przetwarzania uwarunkowane jest ograniczeniami wnoszonymi przez układ pompy diodowej oraz wpływ rezystancji boczni-kujących diodę logarytmującą.

Alternatywnym sposobem wykorzystania dwójnika kształtującego do formowania cha-rakterystyki logarytmicznej analogowego integratora impulsów jest włączenie go w pętlę

CF

DLOG

Cd WE Vi <f> C R

WY <Vo>

D _ +

D2

R R

Rys. 10.1. Schemat integratora logarytmicznego w konfiguracji Goodyeara

BG AGH

61

ujemnego sprzężenia zwrotnego wzmacniacza operacyjnego. Pod względem funkcjonal-nym tego rodzaju konfiguracja stanowi tandem złożony z pompy diodowej oraz prądowo- -napięciowego konwertera logarytmującego. Rysunek 10.2 podaje jej schemat ideowy. Program ćwiczenia − instrukcja szczegółowa

Pomiary w zakresie dwóch pierwszych zadań przeprowadzić równolegle w układzie pomiarowym przedstawionym schematycznie na rysunku 10.3.

Wspólne dla obu zadań źródło sygnału stanowi generator sygnałów okresowych HP 33120A przełączony w tryb generacji fali prostokątnej. Jej amplitudę ustalić na poziomie Vi = 5,0 V i kontrolować stale w trakcie pomiarów przy pomocy oscyloskopu pomiarowego TDS 220.

Cykl pomiarowy obejmuje liczny zespół pomiarów punktowych dla założonych, po-

krywających obszar kilku dekad, częstotliwości sygnału wejściowego. Wartości często-tliwości w obrębie każdej dekady przyjąć według postępu 1-2-3-4-5-6-7-8-9.

CF

DLOG Cd WE Vi <f>

D2 C R

WY <Vo>

D1

_+

Rys. 10.3. Schemat układu do pomiaru własności integratorów logarytmicznych

HP33120A

DUT

VMDIGIT

VMANAL

VMRMS TDS 220

Rys. 10.2. Schemat integratora logarytmicznego z aktywnym formowaniem charakterystyki

BG AGH

62

Zadanie 10.1. Pomiar charakterystyki przejściowej integratorów [<Vo> − fi ]

Dla podanych w programie ćwiczenia parametrów sygnału wejściowego dokonać po-miaru odpowiedzi integratorów (oznaczanych na schemacie symbolem DUT) za pomocą woltomierzy stałoprądowych: cyfrowego (DIGIT) i wychyłowego (ANALOG). Można rów-nież w tym celu wykorzystać drugi kanał pomiarowy oscyloskopu.

Wyniki pomiarów zestawić w tabelce oraz sporządzić wykres zależności <Vo> w funkcji logarytmu częstotliwości impulsów wejściowych fi. W przedziale „dobrej logarytmiki” wyznaczyć metodą regresji liniowej funkcję wiążącą te dwie wielkości.

Zadanie 10.2. Pomiar dyspersji odpowiedzi integratorów

Do pomiaru tej wielkości przewidziano w ćwiczeniu dwie możliwości: 1) pomiar za pomocą woltomierza wartości średniej kwadratowej (VMrms), 2) pomiar metodą oscyloskopową składowej fluktuacyjnej odpowiedzi.

Korzystając z wyników pierwszego zadania obliczyć wartości względnego błędu pomiaru odpowiedzi. Rezultaty pomiarów i obliczeń przestawić w ujęciu tabelarycznym i wykreślnie. Zadanie 10.3. Pomiar szybkości reakcji na skokową zmianę częstotliwości

Za miarę szybkości reakcji integratora przyjmiemy czas po upływie którego, poczy-nając od momentu zadziałania wymuszenia skokowego, poziom odpowiedzi osiągnie 90% swej wartości ustalonej. Pomiar ten sprowadza się do rejestracji przebiegu procesu przejściowego i odczytu wartości współrzędnej czasowej t90 . Na rysunku 10.4 podano schemat układu pomiarowego wykorzystującego w charakterze rejestratora procesu nie-ustalonego oscyloskop cyfrowy (TDS 220) pracującego w trybie zewnętrznego wyzwala-nia podstawy czasu (START-STOP).

Skokową zmianę częstotliwości impulsów wejściowych (od początkowej wartości zerowej do aktualnie zadanej) uzyskujemy poprzez kolejno następujące odłączanie i przy-łączanie do badanego integratora ciągu impulsów generatora PGP-6. Ponownego w tej sekwencji przyłączenia należy dokonać w „zerowym” stanie ustalonym bezpośrednio po

Rys. 10.4. Schemat zestawu do pomiaru szybkości reakcji integratora

HP 33120A

DUT

VMRMS

HP 3004 TDS 220

START - STOP

⇔

BG AGH

63

uruchomieniu – sygnałem START − biegu podstawy czasu oscyloskopu. Sygnał STOP „zamraża” na ekranie zarejestrowany do tego momentu przebieg.

Pomiary należy przeprowadzić dla częstotliwości 10 Hz, 100 Hz, 1 kHz i 10 kHz. Wyniki pomiarów przedstawić w tabelce oraz w formie wykreślnej zależności t90 od częs-totliwości fi. Wyposażenie stanowiska ćwiczeniowego

• Moduł ćwiczeniowy: INTEGRATOR LOGARYTMICZNY A • Generator sygnałów okresowo zmiennych: typ HP 33120A • Woltomierz cyfrowy: typ HP 34401 A

• WIELOZAKRESOWY WOLTOMIERZ ANALOGOWY • Woltomierz wartości średniej kwadratowej: typ HP 3004 A • Oscyloskop cyfrowy typ: TDS 220 • Zasilacz niskiego napięcia: typ KB-60-01 • Kable i przewody Literatura pomocnicza

[1] Instrukcja obsługi: Integrator liniowo-logarytmiczny typ ILL-21. Zielona Góra, ZZUJ POLON 1979 [2] Instrukcje obsługi pomocniczej aparatury pomiarowej [3] Korbel K.: Elektronika jądrowa. Cz. III. Układy i systemy elektroniki jądrowej. Kra- ków, Wyd. AGH 1987 [4] Sanin A.A.: Elektroniczne przyrządy fizyki jądrowej. Warszawa, WNT 1967

BG AGH

64

ĆWICZENIE LABORATORYJNE 11 Integrator logarytmiczny B Zakres ćwiczenia

Badania własności integratora logarytmicznego w układzie Cooke’a−Yarborough. • Pomiar charakterystyki konwersji <f> − <Vo>. • Pomiar dyspersji odpowiedzi integratora. • Pomiar szybkości reakcji integratora na skok częstotliwości impulsów wejściowych. • Wyznaczenie charakterystyki globalnej na podstawie pomiarów charakterystyk sub- układów. Przedmiot ćwiczenia

Stanowiący przedmiot ćwiczenia moduł laboratoryjny jest repliką sekcji logarytmicz-nej integratora impulsów typu ILL-41 wchodzącego w skład systemu aparatury jądrowej STANDARD. Schemat ideowy badanego układu integratora przedstawiono na rysunku 11.1.

Układ zawiera 6 strukturalnie identycznych subukładów wykonanych w formie

konwerterów częstotliwość-napięcie z pompami diodowymi, załączonych na wejście wzmacniacza operacyjnego w trybie sumowania odpowiedzi cząstkowych. Celowo zróżni-

WE

2k7

1k

47k 10k

1M

100k

080 WY 200

10k 10k

10k

10n

20n

1M

1M

0.1µ

0.5µ 1M

1M

315k

1µ

1M

1µ

1µ

100

1n

10n

0.1µ

0.1µ

15

1µ

1M

200

0.3µ 10k

_

+

Rys. 11.1. Schemat integratora logarytmicznego w układzie Cooke’a−Yarborough

BG AGH

65

cowane wartości pojemności dozujących umożliwiają osiągnięcie „dobrej logarytmiki” w obrębie 5 dekad częstotliwości (102 ÷106 imp/min). Moduł ćwiczeniowy oprócz zasad-niczego, wielotorowego układu integratora zawiera dodatkową, osobną komórkę z wymie-nialnymi kondensatorami dozującymi.


Do pomiaru charakterystyk przenoszenia (konwersji sygnału) indywidualnych ko-mórek integratora oraz jego pełnej konfiguracji zestawić układ pomiarowy podany schematycznie na rysunku 11.2. Źródłem ciągu impulsów o nastawialnej częstotliwości jest generator impulsów typu PGP-6. Nastawić wartość napięcia impulsów generatora na poziomie Vi = 10 V, kontrolując ją bieżąco w trakcie pomiarów za pomocą oscyloskopu TDS 220. Dobrać odpowiednio rozciągłość czasową impulsów wejściowych.

Konwencjonalne układy integratorów impulsów (w tym również, będący wzorem modułu ćwiczeniowego, integrator typu ILL-41) wyposażone są z reguły w analogowe (wychyłowe) mierniki poziomu odpowiedzi. W zestawie ćwiczeniowym obok tego spo-sobu indykacji odpowiedzi (miliwoltomierz VMANAL) przewidziano nadto pomiar za po-mocą woltomierza cyfrowego (VMDIG) oraz oscyloskopu pomiarowego.

Zadanie 11.1. Pomiar charakterystyki konwersji indywidualnych komórek integratora

Przedmiotem pomiaru (DUT) jest w tym przypadku wyodrębniona na module ćwi-czeniowym podstawowa komórka integratora z pompą diodową. Dokonać pomiaru cha-rakterystyki konwersji sygnału komórki dla różnych wartości pojemności kondensatora dozującego, dołączanego na zewnątrz modułu do gniazd oznaczonych na płycie czołowej modułu symbolem „Cx”. Wartości tych pojemności przyjąć równe odpowiednim wartoś-ciom podanym na schemacie globalnym. Wykreślić przebiegi pomierzonych charakterystyk w układzie współrzędnych Vo−f oraz Vo−log (f). Wyznaczyć wartości częstotliwości impulsów wejściowych, przy których poziomy odpowiedzi są równe połowie swych war-tości maksymalnych.

Rys. 11.2. Schemat zestawu do pomiaru charakterystyk przenoszenia integratora

HP33120A

DUT

VMDIGIT

VMANAL

VMRMS

TDS 220

BG AGH

66

Zadanie 11.2. Pomiar charakterystyki konwersji pełnej konfiguracji integratora impulsów

Na podstawie znajomości wartości elementów układowych oszacować maksymalną wartość odpowiedzi integratora przy założonych parametrach sygnału wejściowego (Vi = 10 V i f = fmax). Dokonać pomiaru charakterystyki konwersji sygnału w zakresie częstotliwości od 10 Hz do 100 kHz. Wyniki pomiarów przedstawić w formie graficznej w układzie współrzędnych <Vo> − log <f>. Zadanie 11.3. Pomiar dyspersji odpowiedzi integratora

Pomiary przeprowadzić również w układzie z rysunku 11.2, wykorzystując gałęzie pomiarowe oznaczone liniami przerywanymi (oscyloskop TDS 220 i woltomierz wartości średniej kwadratowej VMRMS). Należy je wykonać na poziomach odpowiedzi (<Vo>) odpowiadających częstotliwościom impulsów wejściowych wyznaczających granice dekad zakresu pomiarowego. Wyniki pomiarów zestawić w tabelce. Zadanie 11.4. Pomiar szybkości reakcji na skokową zmianę częstotliwości

Miarą szybkości reakcji na skokową zmianę częstotliwości jest interwał czasu, po upływie którego, licząc od momentu zadziałania wymuszenia skokowego, poziom odpo-wiedzi osiągnie 90% swej wartości ustalonej. Pomiar sprowadza się do rejestracji przebie-gu procesu przejściowego i odczytu wartości współrzędnej czasowej t90. W tym celu nale-ży zestawić układ pomiarowy według schematu podanego na rysunku 11.3.

W charakterze rejestratora procesu nieustalonego użyć oscyloskop cyfrowy TDS 220 pracujący w trybie zewnętrznego wyzwalania podstawy czasu (opcja START-STOP). Skokową zmianę częstotliwości impulsów wejściowych (od początkowej wartości zerowej do aktualnie zadanej) uzyskujemy poprzez kolejno następujące odłączanie i przyłączanie do badanego integratora ciągu impulsów generatora PGP-6. Ponownego w tej sekwencji przy-łączenia należy dokonać w „zerowym” stanie ustalonym bezpośrednio po uruchomieniu – sygnałem START − biegu podstawy czasu oscyloskopu. Sygnał STOP „zamraża” na ekranie zarejestrowany do tego momentu przebieg.

Rys. 11.3. Schemat układu do pomiaru szybkości reakcji integratora

TDS 220

START - STOP

⇔

PGP-6

DUT

VMRMS

HP 3004

BG AGH

67

Pomiary należy przeprowadzić dla częstotliwości wyznaczających granice dekad za-kresu pomiarowego integratora. Wyniki pomiarów zestawić w tabelce oraz przedstawić w formie wykresu zależności czasu t90 od częstotliwości f. Zadanie 11.5. Konstrukcja charakterystyki globalnej na podstawie charakterystyk subukładów

Przedstawić na wspólnym wykresie zespół charakterystyk wyznaczonych w zakresie zadania 11.1 oraz sumacyjną charakterystykę wypadkową. Porównać uzyskaną na tej drodze charakterystykę globalną integratora z charakterystyką wyznaczoną w zadaniu 11.2. Metodą regresji liniowej wyznaczyć parametry charakterystyki idealnej oraz określić zakres „dobrej logarytmiki” integratora. Wyposażenie stanowiska ćwiczeniowego • Moduł ćwiczeniowy: INTEGRATOR LOGARYTMICZNY - B • Generator impulsów: typ PGP-6

• MILIWOLTOMIERZ • Woltomierz cyfrowy typ HP 34401 A • Woltomierz wartości średniej kwadratowej: typ HP 3004 A • Oscyloskop cyfrowy: typ TDS 220 • Zasilacz niskiego napięcia: typ KB-60-01 • Kable, przewody i komplet kondensatorów (CWYM)

Literatura pomocnicza [1] Instrukcja obsługi: Integrator linearno-logarytmiczny ILL-41. Warszawa, ZZUJ PO- LON 1973 [2] Korbel K.: Elektronika jądrowa. Cz. III. Układy i systemy elektroniki jądrowej. Kra- ków, Wyd. AGH 1987 [3] Sanin A.A.: Elektroniczne przyrządy fizyki jądrowej. Warszawa, WNT 1964

BG AGH

68

ĆWICZENIE LABORATORYJNE 12 Układy odbioru informacji czasowej Zakres ćwiczenia

• Badanie efektu wędrowania (ang. walk effect) i efektu drżenia (ang. jitter) w pomiarach techniką dyskryminacji na czole − LED (ang. Leading Edge Discrimination) • Badanie efektu wędrowania i nieoznaczoności ekstrakcji informacji o czasie zdarzenia w pomiarach technikami dyskryminacji stałofrakcyjnej: − wierno-stałofrakcyjnej − TCF (ang. True Constant Fraction) − dyskryminacji z kompensacją amplitudy i czasu narastania − ARC (ang. Amplitu- de and Risetime Compensation). Przedmiot ćwiczenia

Przedmiotem ćwiczenia są dwa rodzaje dyskryminatorów napięcia: − dyskryminator progowy, − dyskryminator stałofrakcyjny.

Pierwszy z wymienionych stanowi wkładkę (DP-21) systemu elektronicznej aparatury jądrowej STANDARD drugi natomiast − MODUŁ ĆWICZENIOWY − wykonany również w formie wkładki tego systemu.

Na rysunku 12.1 przedstawiono schematycznie podstawową część układu dyskry-minatora progowego DP-21, zawierającą wtórnik sygnału wejściowego (WTWE) , wtórnik napięcia progowego (WTPR) oraz komparator (KOMP) z histerezą, jak również regulowane źródło napięcia progowego VPR.

Rysunek 12.2 przedstawia z kolei schemat ideowy dyskryminatora stałofrakcyjnego. Linia opóźniająca z odczepami DL o maksymalnym opóźnieniu transmisyjnym tD = 2µs umożliwia przełączenie układu w tryb pracy dyskryminatora wierno-stałofrakcyjnego

Rys. 12.1. Uproszczony schemat dyskryminatora progowego

WY

WTWE BF519

WTPR BF519

SN 72710

RF = 75k

VPR

WE

KOMPARATOR do układu formowania

=

BG AGH

69

(TCF) względnie dyskryminatora stałofrakcyjnego z kompensacją amplitudy i czasu narastania (ARC).

Obwód wejściowy dyskryminatora tworzą dwie gałęzie: dzielnik rezystorowy (P-1),

oraz dopasowana linia opóźniająca (DL) z odczepami. Za ich pośrednictwem przekazy-wany jest sygnał na wejścia układu odejmującego (subtraktora). Uformowany w nim syg-nał różnicowy kierowany jest z kolei do detektora przejścia przez zero, zrealizowanego w układzie konwencjonalnym na komparatorze SN 72710. Zmiana stanu na wyjściu tego komparatora pobudza monowibrator wyjściowy SN 74121, generujący impuls informacji czasowej.

Trzy gniazda wyjściowe [DL, (Σ), WY] pozwalają obserwować i mierzyć sygnał w wybranych punktach układu, stosownie do zaleceń szczegółowego programu ćwiczenia. Dla celów serwisowych, na płytce montażowej układu dostępny jest dodatkowy punkt pomiarowy oznaczony na schemacie symbolem (KONTR).


Zadania pomiarowe ćwiczenia dotyczą dwóch zagadnień:

1) wpływu czasu narastania impulsu wejściowego oraz jego amplitudy na opóźnienie czoła, generowanego w odpowiedzi, standardowego impulsu wyjściowego (ang. walk effect); 2) wpływu zakłóceń fluktuacyjnych (szumów) na nieoznaczoność tego opóźnienia (ang. jitter).

Zadanie 12.1. Badanie efektu wędrowania w dyskryminatorze progowym Zestawić układ pomiarowy według schematu podanego na rysunku 12.3. Symbolem DUT oznaczono na nim badaną wkładkę dyskryminatora progowego DP-21. Należy ją wstawić do (nieuwidocznionej na schemacie) „obudowy” systemu STANDARD, zawie-rającej autonomiczny, stabilizowany zasilacz niskiego napięcia.

Rys. 12.2. Schemat ideowy dyskryminatora stałofrakcyjnego w module ćwiczeniowym

KONTR.

7271

200 69k 1k2

1,5

12k 100

74121

(Σ )

100k

DL

10

10

1k

1k2

500

20

P-1

10

DL L1SN 72710

10x200ns 1200Ω

WE WY

BG AGH

70

Wykonać serie pomiarów przesunięcia ∆t odpowiedzi dyskryminatora na wymuszenie

impulsem wejściowym o różnych wartościach czasu narastania tn (0,5 µs, 1,0 µs, 2,0 µs i 5,0 µs) oraz amplitudy Vm (2 V; 3 V; 4 V i 5 V), dla założonej wartości progu dyskryminacji VPR = 1 V. Wyniki pomiarów przedstawić tabelarycznie, a na ich podstawie wykreślić przebieg zależności ∆t = f(tn) przy Vm .= const oraz ∆t = f(Vm) przy tn = const dla dowolnie wybranego zespołu danych pomiarowych.

Zadanie 12.2. Badanie efektu „drżenia” w dyskryminatorze progowym

Uzupełnić poprzedni zestaw pomiarowy miernikiem wartości średniej kwadratowej napięcia (VMrms) oraz modułem ćwiczeniowym generatora szumów (GENSZ) według schematu podanego na rysunku 12.4.

Dokonać obserwacji odpowiedzi dyskryminatora dla impulsu wejściowego o amplitu-dzie VM = 2,0 V i czasie narastania tn = 5µs dla progu dyskryminacji Vpr = 1 V, przy róż-nym poziomie szumu VN rms. Przerysować obserwowane przebiegi i ocenić nieoznaczo-ności pomiarów „czasu aparaturowego”. (Badany efekt występuje wyraźniej w przypadku użycia generatora fali trójkątnej, np. typ POF-10 lub HP 33120 A).

Rys. 12.3. Schemat układu do pomiaru efektu wędrowania

DUT

GL-3 (RP-1) TAS 465

Rys. 12.4. Schemat zestawu do obserwacji i pomiaru efektu drżenia

DUT

VMRMS

GENSZ

TAS 465

GL-3

BG AGH

71

Zadanie 12.3. Badanie własności dyskryminatora wierno-stałofrakcyjnego TCF

Badania przeprowadzić w układzie pomiarowym z rysunku 12.4. Dla założonej wartości czasu narastania impulsu wejściowego tn (np. 1,5 µs) dobrać wartość opóźnienia sygnału tD w gałęzi odejmującej subtraktora, zapewniającej wierno-stałofrakcyjny tryb pracy dyskryminatora. Za pomocą potencjometru P-1 nastawić założony (optymalny) sto-pień attenuacji sygnału (f) wejściowego w drugiej gałęzi wejściowej subtraktora.

Dokonać obserwacji sygnału w wyróżnionych punktach węzłowych dyskryminatora i wykonać według programu poprzedniego zadania ćwiczeniowego pomiary następujących parametrów znamionowych: • czasu aparaturowego, • nieoznaczoności czasu aparaturowego.

Rezultaty pomiaru przesunięcia czasowego odpowiedzi dyskryminatora zestawić w ta-belce. Sformułować wnioski wynikające z tych pomiarów. Wyniki bezpośrednich pomia-rów efektu drżenia skonfrontować z wartościami teoretycznie oczekiwanymi.

Zadanie 12.4. Badanie własności dyskryminatora stałofrakcyjnego typu ARC

Skorygować układ do postaci odpowiadającej warunkom dyskryminacji z kom-pensacją czasu narastania i amplitudy (ARC). Przeprowadzić zespół obserwacji i po-miarów, analogiczny jak w przypadku dyskryminatora (TCF). Wyniki badań przedstawić jak w zadaniu 12.3.


• Wkładka dyskryminatora progowego typu DP-21 • Moduł ćwiczeniowy DYSKRYMINATOR STAŁOFRAKCYJNY (wkładka STANDARD) • Generatory impulsów typu GL-3 (RP-1) oraz „fali trójkątnej” POF-10 (HP 33120A) • Oscyloskopy pomiarowe: analogowy TAS 465 oraz cyfrowy TDS 220 • Woltomierz wartości średniej kwadratowej typu HP 304 A • Moduł ćwiczeniowy: GENERATOR SZUMU BIAŁEGO (wkładka STANDARD) • Obudowa z zasilaczem systemu STANDARD • Kable i przewody Literatura pomocnicza

[1] Instrukcja obsługi: Dyskryminator progowy typ DP-21. ZZUJ POLON, Warszawa [2] Instrukcje obsługi pomocniczej aparatury pomiarowej [3] Korbel K.. Elektronika jądrowa. Cz. II. Układy elektroniki jądrowej. Kraków, Wyd. AGH 1985 [4] Nicholson P.W.: Nuclear Electronics. London, New York, Sydney, Toronto, John Wiley & Sons 1974 [5] Techniques for Improved Time Spectrometry. ORTEC Application Note AN-41

BG AGH

72

ĆWICZENIE LABORATORYJNE 13 Szeregowo-równoległa bramka liniowa Zakres ćwiczenia • Pomiar parametrów znamionowych bramki: − współczynnika przenoszenia bramki Kon, − czasu narastania i opadania tn i to, − poziomu przesłuchu VSFT, − piedestału VPED. • Zestawienie prostego systemu pomiarowego z bramkowaniem sygnału. Przedmiot ćwiczenia

Przedmiotem ćwiczenia jest układ szeregowo-równoległej, liniowej bramki trans-misyjnej w konfiguracji zaproponowanej przez F.S. Gouldinga. Rysunek 13.1 przedstawia jej pełny schemat ideowy.

Bramka ta należy do kategorii bramek monopolarnych, przeznaczonych do transmisji impulsów (sygnałów) polarności dodatniej. Podstawowymi jej elementami funkcjonalnymi są dwa klucze tranzystorowe: szeregowy T1 oraz równoległy T2. Są one przełączane

Rys. 13.1. Schemat ideowy bramki szeregowo-równoległej wg Gouldinga

GATE

T5

10k

BC108 10k

10k BC108

BC177

12k BC108

WY

100

15k

PIEDEST 51

BC108

WE

5k 620

T1

T2

5k1 5k1 5k1

BC177

BC177

15k 10k

+15V

T6 T7

T9

T8

I6 I7

4k3 5k1

100n 3k

10k 5k1

-15V

T3 T4

I5

D1 D2

BC108BC108

BG AGH

73

komplementarną parą sygnałów formowaną w stopniu różnicowym T3,T4,T5 w odpowie-dzi na zewnętrzny sygnał bramkujący. Sygnał ten podawany jest na bazę tranzystora T3 za pośrednictwem sieci rezystorowej, umożliwiającej uzgodnienie potencjałów sprzęganych galwanicznie obwodów źródła sygnału bramkującego i stopnia różnicowego. Tranzystory T6, T7 i T5 pełnią funkcje źródeł prądowych, przy czym ich wydajności prądowe I6 , I7 oraz I5 pozostają w relacji: I6 = I7 < I5. Dzięki temu nadwyżka prądu w gałęzi przewodzącej (T3,T6 lub T4,T7), spływając przez przynależną diodę (D1 lub D2), daje na niej spadek napięcia utrzymujący w stanie odcięcia odpowiednio tranzystor T1 (klucza szeregowego) lub, w przypadku alternatywnym, tranzystor T2 (klucza równoległego). Oczywiście, stanowi odcięcia jednego z kluczy tranzystorowych towarzyszy stan nasycenia drugiego klucza, uwarunkowany skierowaniem do jego bazy pełnego prądu przynależnego źródła prądowego.

W stanie spoczynkowym, tj. przy braku sygnału bramkującego, bramka – według za-łożenia projektowego – pozostaje zamknięta. Klucz szeregowy jest wówczas rozwarty (odcięty), zaś klucz równoległy zwarty. Taki stan zapewnia odpowiednie ustalenie spoczynkowych wartości potencjałów baz tranzystorów T3 i T4 wymuszające przewodzenie tranzystora T3. Otwarcie bramki następuje pod działaniem ujemnego sygnału bramkującego (VB = - 3V) zmieniającego stan przewodzenia tranzystorów stopnia różnicowego i powodu-jącego w dalszej konsekwencji odcięcie tranzystora T2 klucza równoległego i wprowadze-nie w nasycenie tranzystora T1 klucza szeregowego.

W tor sygnału włączono nadto separatory wtórnikowe, wejściowy (T8) i wyjściowy (T9), zapewniające właściwe dopasowanie układu do źródła sygnału i jego odbiornika. Dodatkowa gałąź (PEDEST) w obwodzie emitera tranzystora T2 umożliwia wprowadzenie napięcia kompensującego efekt piedestału.

Program ćwiczenia – instrukcja szczegółowa

Zadanie 13.1. Określenie zakresu dynamicznego bramki i pomiar jej współczynnika przenoszenia

Dokonać wyznaczenia wartości współczynnika przenoszenia bramki KON uśrednio-nego na całym liniowym obszarze charakterystyki przejściowej. W tym celu zestawić układ pomiarowy według schematu podanego na rysunku 13.2. Ustalić warunki pracy bramki w trybie trwałego przewodzenia łącząc jej wejście (GATE) ze źródłem napięcia stałego VG = − 3,0 V.

Generator impulsów PGP-6, wykorzystywany w ćwiczeniu jako źródło sygnału przełączyć w tryb generacji ciągu impulsów pojedynczych. Za pomocą organów regu-lacyjnych ustawić następujące wartości parametrów sygnału:

• szerokość impulsów timp = 1 µs, • częstotliwość impulsów f = 1 kHz, • polarność impulsów − dodatnia (odbiór z odpowiedniego gniazda wyjściowego).

BG AGH

74

Pomiar przeprowadzić standardową techniką „punkt po punkcie”, mierząc każdo-razowo amplitudę sygnału (impulsów) wejściowego Vi i wyjściowego Vo bramki, oraz wy-znaczając na bieżąco przebieg charakterystyki przenoszenia aż do zaobserwowania znaczącego odstępstwa od liniowości. Metodą regresji liniowej wyznaczyć idealizowany przebieg charakterystyki przenoszenia oraz określić nominalny zakres napięć wejściowych według kryterium dopuszczalnej nieliniowości całkowej na poziomie 1%. Wyznaczyć dla tego obszaru wartość współczynnika KON.

Zadanie 13.2. Pomiar czasu narastania bramki

Czas narastania bramki τr określany jest definicyjnie tak samo, jak czas narastania wzmacniacza. Zgodnie z definicją jest to zatem czas narastania odpowiedzi bramki na wymuszenie skokowe. W praktyce pomiarowej zamiast sygnału skokowego posłużyć się można sygnałem prostokątnym [typu Π(t)] dostatecznej szerokości i stromości zboczy. Pozwala on nadto wyznaczyć szybkość zaniku odpowiedzi, poprzez pomiar czasu opada-nia τ d.

Pomiar obu tych parametrów należy przeprowadzić w tym samym co poprzednio, układzie, stosując jako wymuszenie ciąg impulsów prostokątnych o częstotliwości f = 10 kHz, o szerokości ti = 1µs i maksymalnej amplitudzie znamionowej Vi max = + 4,0 V. Korzystając z możliwości pomiarowych oscyloskopu cyfrowego (TDS-220) dokonać pomiaru czasów narastania i opadania zarówno impulsów wejściowych jak i wyjściowych i na gruncie tych danych wyznaczyć wartości parametrów τr i τ d.

Zadanie 13.3. Pomiar napięcia przesłuchu bramki

Zmodyfikować układ pomiarowy z rysunku 13.2, odłączając wejście sygnału bram-kującego od źródła napięcia stałego (−3,0V) i zwierając go na krótko do masy. W ten sposób bramka zostaje wprowadzona trwale w stan odcięcia.

Rys. 13.2. Schemat zestawu do pomiaru zakresu dynamicznego oraz współczynnika przenoszenia bramki liniowej

GATE WY

WE

PGP-6

VG

-3V +15V -15V

DUT

KB-60-01 TDS 220

BG AGH

75

Podać na wejście sygnału informacyjnego ciąg impulsów prostokątnych o maksy-malnie dopuszczalnej amplitudzie. Zaobserwować na oscyloskopie przebieg wyjściowy i ewentualnie pomierzyć jego amplitudę (VFST). Stosunek VFST do Vi max wyznacza zarazem wartość współczynnika przenoszenia bramki w stanie jej odcięcia tj. KOFF. Zadanie 13.4. Pomiar i kompensacja piedestału

Efekt piedestału uwarunkowany jest niezgodnością potencjałów na wyjściu bramki w stanie pasywnym (odcięcia) i aktywnym (przewodzenia). Eksperymentalnie łatwo wyz-naczyć jego wielkość obserwując i mierząc zmiany poziomu na wyjściu bramki przy okre-sowym przełączaniu jej stanu przewodzenia sygnałem bramkującym w warunkach zwar-tego wejścia sygnału informacyjnego (WE). Dla realizacji tego zadania ćwiczeniowego przełączyć układ pomiarowy do postaci podanej schematycznie na rysunku 13.3.

Generator impulsów PGP-6 przełączyć w tryb generacji unipolarnej fali prostokątnej (ti = T/2) o amplitudzie nominalnej VG = 3,0 V i polarności ujemnej. Oscylograficzny pomiar wysokości piedestału VPED przeprowadzić w warunkach otwartego wejścia (PED). W przypadku stwierdzenia nadmiernego piedestału (powyżej 100 mV) dokonać próby jego skompensowania napięciem (w przedziale < 0÷1 V>) pobieranym z zasilacza ogólnego (w sposób podany na schemacie). Zadanie 13.5. Obserwacja efektu przenikania sygnału bramkującego

Duża stromość krawędzi impulsów bramkujących sprawia, że poprzez pasożytnicze sprzężenia pojemnościowe te szybkie zmiany sygnału mogą przenikać na wyjście bramki manifestując się w formie ostrych szpilek (ang. spikes) w momentach przełączania bramki. Zaobserwować ewentualne występowanie tego efektu w trakcie pomiarów napięcia piedestału. Przedstawić zwięźle wyniki dokonanych obserwacji.

Rys. 13.3. Schemat układu do pomiaru piedestału bramki liniowej

VG

GATE

WYWE

PGP-6 +15V -15V

TDS 220

DUT

KB-60-01

REG 0÷1 V

BG AGH

76

Zadanie 13.6. Realizacja prostego systemu z bramkowaniem sygnału

Liniowe bramki transmisyjne są szeroko stosowane w różnych systemach selekcji czasowej sygnału. Dobrymi przykładami ich wykorzystania w obszarze fizyki i techniki jądrowej są spektrometryczne systemy pomiarowe z bezpośrednim uzależnieniem czaso-wym oraz z uzależnieniami koincydencyjnymi. Proponowana realizacja symuluje włas-ności pierwszej grupy. Jej zadaniem jest wyodrębnienie fragmentu sygnału odległego od chwili jego wzbudzenia w źródle o znany interwał czasowy.

Rysunek 13.4 przedstawia schemat blokowy takiego systemu pomiarowego, w którym generator impulsów RP-1 symuluje przebieg sygnału generowanego w źródle.

Załóżmy, że nośnikiem pożądanej informacji jest końcowy fragment tego przebiegu

opóźniony o ∆t względem czoła sygnału (zawarty w zacienionym polu ikonki w bloku RP-1) i tylko on powinien być przeniesiony przez bramkę. Konieczne jest zatem bloko-wanie toru transmisyjnego w okresie poprzedzającym wybraną część sygnału i następują-cym po jej zakończeniu. Funkcję tę spełnia, wyzwalana czołem sygnału źródła, bramka li-niowa otwierana z opóźnieniem ∆t na czas trwania wydzielonej frakcji sygnału. Pożądane opóźnienie oraz długość interwału otwarcia bramki zrealizowano w układzie generacji syg-nału bramkowania, wykorzystującym możliwości funkcjonalne generatora impulsów PGP-6. Dla osiągnięcia postawionych wymagań rekomenduje się następujące ustawienia generatorów RP-1 i PGP-6:

Generator RP-1

• amplituda impulsów 4,0 V, • czas narastania 0,1 µs, • czas opadania 1,0 µs, • częstotliwość 10 kHz, • polarność dodatnia;

Rys. 13.4 Schemat prostego systemu transmisji sygnału z bramkowaniem

TRIN

TROUT

GATE WY

WE

+15V -15V

TDS 220

DUT

PGP-6

KB-60-01

RP-1

∆t

BG AGH

77

Generator PGP-1

• amplituda 3,0 V, • opóźnienie 1,5 µs, • szerokość 10 µs, • polarność ujemna, • typ ciągu impulsy pojedyncze, • tryb pracy – wyzwalanie zewnętrzne impulsami TROUT generatora RP-1.

Zadanie ma charakter jakościowy i polega na obserwacji przebiegów: pierwotnego, generowanego w źródle (RP-1) i wtórnego uzyskiwanego na wyjściu bramki. Skomentować wyniki tych obserwacji.

Wyposażenie stanowiska ćwiczeniowego • Moduł ćwiczeniowy: BRAMKA LINIOWA GOULDINGA • Zasilacz niskiego napięcia typu KB-60-01 • Generator impulsów PGP-6 • Generator impulsów licznikowych: TAIL PULSE GENERATOR typu RP-1 lub RP-2 • Oscyloskop pomiarowy typu TDS-220 • Kable i przewody łączące Literatura pomocnicza [1] Goulding F.S.: A Fast, High Performance Linear Gate, Rev. Sci. Instr., vol. 38, 1967 [2] Instrukcje obsługi pomocniczej aparatury pomiarowej [3] Korbel K.: Elektronika jądrowa. Cz.III. Układy i systemy elektroniki jądrowej. Kra- ków, Wyd. AGH 1987 [4] Kowalski E.: Elektronika jądrowa. Warszawa, OIEJ, PTJ, Seria Aparatura i technika pomiarowa, nr 76 (359), 1973

BG AGH

78

ĆWICZENIE LABORATORYJNE 14 Mostkowa bramka diodowa Zakres ćwiczenia • Diagnostyka stałoprądowa bramki. • Pomiar parametrów znamionowych bramki. Przedmiot ćwiczenia

Przedmiotem ćwiczenia jest uproszczona wersja konfiguracji mostkowej bramki trans-misyjnej w układzie Avrahamiego, Grinberga i Seidmana, wykonana w formie labora-toryjnego MODUŁU ĆWICZENIOWEGO. Na rysunku 14.1 podano jej pełny schemat ide-owy.

Układ ten stanowi jedną z wielu możliwych realizacji mostkowych bramek diodowych. Ich centralnym podzespołem funkcjonalnym jest mostek pełnodiodowy lub diodowo-rezystorowy. Stan przewodzenia na przekątnej transmisyjnej takich układów wymuszany jest na ich drugiej przekątnej sygnałem bramkującym; z reguły parą sygnałów (impulsów) komplementarnych, wprowadzających diody w sytuacjach alternatywnych w stan głębokiego nasycenia względnie głębokiego odcięcia. W wersji będącej przedmio-tem ćwiczenia dla uproszczenia układu dopuszczono asymetrię sygnału bramkującego.

Rys. 14.1. Schemat ideowy mostkowej bramki diodowej

GATE

1k5

WY WE

BC177

D2

D3

D4

75

C

F

T4

390

D

390

510 0.3µ

BC177 T1

1k2

+7V

T3

E

T2 5k

3k560 0.3µ1k

-7v

PIEDEST

D1

BC107

BC107

A

B

BG AGH

79

Przybiera on odpowiednio wysoki poziom w przypadku dodatniej polaryzacji diod (dla bramki przewodzącej), zapewniający ich wprowadzenie w stan głębokiego nasycenia. Zamknięcie bramki następuje natomiast w rezultacie odłączenia źródła sygnału bramkującego, tj. przy zerowej polaryzacji diod.

Formowanie sygnału przełączającego dokonywane jest w zespole komplementarnych źródeł prądowych (T1-T2), przy czym ich zasilanie ze źródeł zasilania ogólnego uza-leżnione jest od stanu przewodzenia, sterowanej sygnałem GATE, zwory tranzystorowej (T3-T4). W układzie przewidziano możliwość niewielkiej zmiany wydajności prądowej jednego źródła prądowego (T2) dla ewentualnej kompensacji efektu piedestału. Służący temu celowi potencjometr 5 kΩ oznaczono na schemacie etykietką PIEDEST.

W pełni symetryczne konfiguracje mostkowe bramek diodowych oprócz zdolności przenoszenia sygnału informacyjnego dowolnej polarności (impulsów dodatnich, ujemnych i bipolarnych), charakteryzują się generalnie bardzo dobrymi własnościami. Jakiekolwiek odstępstwa od zupełnego zbalansowania układu powodują mniejszą lub większą ich degradację. Tak też prostota układowa badanej bramki okupiona została pogorszeniem jej własności, w szczególności zaś wydatnym wzrostem efektu przesłuchu. Program ćwiczenia – instrukcja szczegółowa

Zadanie 14.1. Pomiary stałoprądowe

Celem tych pomiarów jest wyznaczenie zależności potencjałów w zaznaczonych węzłach bramki w funkcji napięcia sterowania bramki VG w jej stanie jałowym (bez sygnału informacyjnego) oraz charakterystyki statycznej przenoszenia bramki VWY= = f(VWE=) w warunkach jej otwarcia ustalonych zadaną (stałą) wartością nominalną napięcia VG(ON) = 0. Układ pomiarowy dla wykonania pierwszego zadania ilustruje sche-matycznie rysunek 14.2.

Wykorzystano w nim zestaw zasilaczy niskiego napięcia KB-60-01 zarówno do zasila-nia elementów aktywnych bramki (+ 7 V, – 7 V), jak również w charakterze regulowanego źródła napięcia bramkującego VG. Oprzyrządowanie tej serii pomiarów stanowią dwa wielozakresowe woltomierze cyfrowe: pierwszy do pomiaru napięcia bramkującego, a dru-

Rys. 14.2. Schemat układu do statycznych pomiarów parametrów bramki

WE

GATE

WY

PUNKTY POMIAROWE

34401A

+7V -7V

DUT

VG

V-540

KB-60-01

BG AGH

80

gi, podłączany stosownie do potrzeb ćwiczenia, do odpowiednich zacisków na płycie czo-łowej modułu ćwiczeniowego – do pomiaru istniejących w tych punktach napięć.

Pomiary przeprowadzić w zakresie napięć bramkujących od 0 do – 6,0 V z dobie-ranym poskokiem napięcia stosownie do wielkości wywoływanych nim zmian napięć mierzonych. Rezultaty pomiarów przedstawić graficznie w formie zależności VC = f(VG), VD = f(VG), oraz VA – VB = f(VG). Na podstawie ich przebiegów sformułować ewentualne wnioski i uwagi. Odnotować dla sprawdzenia wartości napięć VE i VF.

Rysunek 14.3 pokazuje schemat układu do statycznego pomiaru charakterystyki przenoszenia bramki. Korzysta on z tych samych urządzeń pomiarowych i zasilających, jakie zastosowano w przypadku poprzednim. Przez zwarcie gniazda wejściowego (GATE) do masy wymusza się trwale stan przewodzenia bramki. W tak zdeterminowanych warunkach należy przeprowadzić pomiary poziomu napięcia wyjściowego bramki VWY= dla stopniowo zwiększanych wartości poziomu napięcia wejściowego VWE=. Pomiarami objąć cały zakres nominalny napięć wejściowych (−3 V ÷ + 3 V) z poskokiem poziomu ∆VWE= ≤ 0,2 V.

Na podstawie uzyskanych wyników wykreślić charakterystykę przejściową VWY= = ,f(VWE=) oraz wyznaczyć dla tych warunków wartość współczynnika przenoszenia bramki KON=. Zadanie 14.2. Pomiar opóźnienia otwarcia bramki ∆tON

Zestawić układ pomiarowy według rysunku 14.4.

Rys. 14.3. Schemat zestawu do pomiaru charakterystyki przenoszenia bramki

GATE

WE

34401A +7V -7V

KB-60-01

WY DUT

VG

34401A

Rys. 14.4. Schemat zestawu do pomiaru opóźnienia bramki

CH.1. CH.2.

TDS 220

GATE

WE

+7V -7V

KB-60-01

WY DUT

VG

34401A PGP-6

BG AGH

81

Wejście transmisyjne bramki spolaryzować stałym napięciem o poziomie + 3,0 V, a na wejście sterujące (GATE) podać z generatora impulsów PGP-6 uformowaną w nim unipolarną falę prostokątną ujemnej polarności o amplitudzie VG = − 2,0 V i okresie Ti ≤ 2 µs. Sygnał ten podać równolegle na kanał wiodący (z przywiązaną synchronizacją podstawy czasu) oscyloskopu, a na jego kanał podporządkowany, sygnał wyjściowy bramki VWY. Dokonać oscylograficznego pomiaru wzajemnego przesunięcia czasowego obu obserwowanych przebiegów. Wielkość ta określa wyznaczany parametr bramki ∆tON. Zadanie 14.3. Pomiar poziomu przesłuchu bramki

Niniejsze zadanie ćwiczeniowe wykonać również w układzie pomiarowym z rysunku 14.4. Pomiar przeprowadzić w warunkach odcięcia bramki (VG = −2 V) dla dwóch poziomów sygnału informacyjnego: maksymalnie dopuszczalnego (+/- 3,0 V) oraz poło-wy tej wartości. Skomentować wyniki pomiaru.

Zadanie 14.4. Pomiar czasu narastania tr i współczynnika przenoszenia sygnałów impulsowych KON~

Zmodyfikować układ pomiarowy wykorzystywany w poprzednim zadaniu do postaci przedstawionej na rysunku 14.5. (Podłączyć generator PGP-6 na wejście transmisyjne bramki (WE), natomiast wejście sterujące (GATE) zewrzeć z masą)!

W ten sposób bramka utrzymywana jest w stanie trwałego przewodzenia (VG = 0). Standardową techniką 10−90% przeprowadzić dwie serie pomiarów czasów narastania odpowiedzi (VWY) bramki na wymuszenia (VWE) impulsami prostokątnymi polarności dodatniej i ujemnej o amplitudzie równej odpowiednio ± 3,0 V.

W tym samym układzie dokonać pomiaru charakterystyki przejściowej VWY~ = f(VWE~) dla sygnału impulsowego zadanego w formie bipolarnej fali prostokątnej. Generator im-pulsów należy w tym celu przełączyć w odpowiedni tryb pracy. Pomiary poziomu wymu-szenia i odpowiedzi przeprowadzić za pomocą oscyloskopu pomiarowego TDS 220.

Rys. 14. 5. Schemat zestawu do pomiaru czasu narastania i współczynnika przenoszenia bramki

+7V -7V CH.1. CH.2.

TDS 220

WY

KB-60-01

DUT

WE

GATE PGP-6

BG AGH

82

Wyniki pomiarów bezpośrednich zestawić w tabelce, a na ich podstawie wyznaczyć wartość współczynnika KON~. Porównać uzyskaną wartość z rezultatem zadania 14.1 − (KON=).

Zadanie 14.5. Pomiar i kompensacja piedestału

Efekt piedestału, to jest różnica poziomu jałowego bramki na wyjściu w jej alterna-tywnych stanach przewodzenia, powstaje w wyniku niedoskonałego zbalansowania układu. Pomiar tej wielkości daje się więc zrealizować w prosty sposób na gruncie powyższego określenia, mierząc skok potencjału na wyjściu bramki przy przełączaniu jej stanu pracy nominalnym sygnałem bramkującym (VG(ON/OFF) ) w warunkach zerowego sygnału wejś-ciowego (VWE = 0). Praktycznie należy wykorzystać w tym celu układ pomiarowy z rysunku 14.4, odłączając tylko wejście transmisyjne bramki od źródła sygnału. W tym przypadku przedmiotem obserwacji i pomiaru oscylograficznego będzie amplituda formo-wanej na wyjściu bramki odpowiedzi.

W razie stwierdzenia zbyt dużej wartości napięcia piedestału należy dokonać kompensacji tej wielkości za pomocą przewidzianego w tym celu potencjometru nastawczego (helitrimu dostępnego pod płytą czołową modułu od strony wyłącznika). Uzyskane wyniki pomiarów porównać z rezultatami symulacji komputerowej zamieszczonymi w dodatku D. Wyposażenie stanowiska ćwiczeniowego

• Moduł ćwiczeniowy: BRAMKA LINIOWA BIPOLARNA • Zasilacz niskiego napięcia typu KB-60-01 • Generator impulsów PGP-6 • Woltomierze cyfrowe typu HP 34401 A • Oscyloskop pomiarowy typu TDS-220 • Kable i przewody łączące Literatura pomocnicza

[1] Avrahami Z., Grinberg J., Seidman A.: A fast active linear gate. Nuclear Instruments and Methods, vol. 95, 1971, 61 [2] Instrukcje obsługi konwencjonalnej aparatury elektronicznej używanej w ćwiczeniu [3] Korbel K.: Elektronika jądrowa. Cz. III. Układy i systemy elektroniki jądrowej. Kra- ków, Wyd. AGH 1987 [4] Kowalski E.: Elektronika Jądrowa. Warszawa, OIEJ, Postępy Techniki Jądrowej, Seria: Aparatura i technika pomiarowa, nr 76 (359), 1973

BG AGH

83

ĆWICZENIE LABORATORYJNE 15 Liniowa bramka transmisyjna 1105 Zakres ćwiczenia

Pomiar własności i parametrów znamionowych bramki:

• pomiar współczynnika przenoszenia bramki KON, • pomiar nieliniowości całkowej ηi, • pomiar czasu narastania tn i opadania to odpowiedzi na wymuszenie impulsem Π(t), • pomiar napięcia przesłuchu VSFT, • pomiar napięcia piedestału VPED, • pomiar przenikania sygnału bramkującego VGFT. Przedmiot ćwiczenia

Przedmiot ćwiczenia stanowi bramka liniowa systemu CAMAC-POLON typu 1105. Konfiguracja ta jest wzorowana na prototypie zrealizowanym przez Battistę według koncepcji Fairsteina. Jej uproszczony schemat ideowy przedstawia rysunek 15.1. Zasada

pracy tej bramki polega na sterowanym blokowaniu elementu aktywnego w torze transmisji sygnału, co kwalifikuje ją do kategorii bramek aktywnych. Dwa identyczne stopnie różni-

Rys. 15.1. Schemat ideowy liniowej bramki transmisyjnej 1105

- Vzas

WEN.INV

+ Vzas

1k2

18p 18p

4k02 4k02

10p

8k06

8k06

22 2 x 2N3680

T4 T3 T2 T1

+ Vzas

PRZEŁĄCZNIK POLARNOŚCI

WEINV

W22

TRIG.

BSXP93

17pF

2k2

1k8

1k

BF519 BF519

T6 T5

BF519

510BZP630C16

680

2k2 11k

T7

GATE

WZM.WY.

3k6

1k

VK

T8

Ro

BG AGH

84

cowe (T1, T2, T5 oraz T3, T4, T6) pracują przemiennie na wspólną rezystancję obciążenia Ro, przełączane działaniem sygnału bramkującego. Dzięki temu, przy starannym ich zbalanso-waniu, efekt piedestału zostaje maksymalnie zredukowany. Wysoką stabilność układu i li-niowość przenoszenia sygnału zapewnia ujemne sprzężenie zwrotne obejmujące przełącza-ne stopnie różnicowe oraz wyjściowy wzmacniacz operacyjny.

Program ćwiczenia − instrukcja szczegółowa Zadanie 15.1. Pomiar współczynnika przenoszenia i nieliniowości całkowej bramki

W celu wyznaczenia wartości współczynnika przenoszenia bramki KON należy zdjąć jej charakterystykę przejściową WEJŚCIE − WYJŚCIE. Na jej podstawie należy również określić zakres liniowości bramki oraz jej nieliniowość całkową ηi. Pomiary przeprowadzić w układzie podanym schematycznie na rysunku 15.2.

Generator funkcji (CFG 280) przełączyć w tryb generacji sygnału sinusoidalnie zmiennego i nastawić jego częstotliwość na wartość f = 10 kHz.

Wybrać tryb pracy bramki ustawiając odpowiednio położenia przełączników INV/NONINV oraz OPEN/CLOSED.

Na wejście bramkujące GATE INPUT badanej bramki podać z ogólnego zasilacza niskiego napięcia (CAMAC) napięcie +6V, wprowadzając bramkę w stan otwarcia.

Sygnał z generatora funkcji podać na wybrane uprzednio wejście sygnałowe bramki oraz na wejście drugiego kanału CH-2 oscyloskopu cyfrowego (TDS 220). Wejście pierwszego kanału CH-1 tego oscyloskopu połączyć z wyjściem sygnałowym bramki OUTPUT.

Dokonać pomiaru amplitud sygnału wyjściowego i wejściowego w zakresie od 0,5 do 12 V co 0,5 V. Wyniki zestawić w tabelce oraz w formie wykresu charakterystyki przejściowej bramki. Metodą regresji liniowej wyznaczyć przebieg charakterystyki idealnej

Rys. 15.2. Schemat układu do pomiaru podstawowych własności bramki

CFG 280 +6V -6V +24V -24V

GATE WY

WE

VG DUT

ZAS.”CAMAC” TDS 220

CH.1 CH.2

BG AGH

85

oraz wartość współczynnika przenoszenia KON. Na tej podstawie wyznaczyć wartość współczynnika nieliniowości całkowej ηi.

Zadania 15.2. Pomiar czasu narastania τr i czasu opadania τd

Korzystając z tego samego zestawu pomiarowego, przełączyć generator funkcji w tryb generacji ciągu impulsów prostokątnych [Π(t)]. Nastawić wartości amplitudy Vi max i czasu trwania ti impulsów generatora odpowiednio równe: Vi max = 10 V oraz ti = 1µs. Za pomo-cą oscyloskopu cyfrowego dokonać pomiaru czasów narastania i opadania zarówno impulsów wejściowych, jak i wyjściowych. Ocenić opóźnienia wnoszone przez bramkę.

Zadanie 15.3. Pomiar napięcia przesłuchu bramki

W zestawie pomiarowym z rysunku 15.2 odłączyć wejście bramkujące INPUT GATE od źródła napięcia zasilania (+6V) i zewrzeć je bezpośrednio z masą, ustalając w ten sposób stan odcięcia bramki.

Dokonać pomiaru amplitudy sygnału wyjściowego, otrzymywanego w odpowiedzi na sygnał wejściowy o maksymalnie dopuszczalnej amplitudzie równej 10 V. Przerysować z ekranu oscyloskopu przebieg obserwowanego sygnału.

Zadanie 15.4. Pomiar piedestału i przenikania sygnału bramkowania

Zmodyfikować układ pomiarowy do postaci przedstawionej na rysunku 15.3.

Generator funkcji przełączyć w tryb generacji fali prostokątnej, ustalając jej amplitudę na poziomie +6V. W warunkach zwartego bezpośrednio do masy wejścia sygnałowego, dokonać pomiaru przesunięcia poziomu na wyjściu bramki. Z mocy definicji określa ono wartość napięcia piedestału.

Zaobserwować ewentualne przenikanie sygnału bramkującego w momentach przełączania bramki. Opisać jego kształt oraz ocenić wysokość i czas trwania.

Rys. 15.3. Schemat układu do pomiaru piedestału i przesłuchu sygnału bramkującego

TDS 220

+6V -6V +24V -24V

GATE WY

WE DUT

ZAS.”CAMAC”

CFG 280

CH.1 CH.2

BG AGH

86

Wyposażenie stanowiska ćwiczeniowego • Moduł ćwiczeniowy: BRAMKA LINIOWA typ 1105 • Generator funkcji typu CFG 280 lub generator wielofunkcyjny HP 33120A • Cyfrowy oscyloskop pomiarowy typu TDS 220 • Zasilacz niskiego napięcia systemu CAMAC • Kable i przewody połączeniowe Literatura pomocnicza

[1] Battista A.: Simple, High Performance Linear Gate for Nuclear Physics Applications. Nucl. Instr. and Methods, vol. 80, 1970, 172 [2] Instrukcja obsługi: Bramka liniowa 1105. Warszawa, ZZUJ POLON 1974 [3] Korbel K.: Elektronika jądrowa. Cz. III. Układy i systemy elektroniki jądrowej. Kra- ków, Wyd. AGH 1987

BG AGH

87

ĆWICZENIE LABORATORYJNE 16 Stabilizator spektrometru Zakres ćwiczenia • Ustawienie parametrów stabilizatora. • Pomiar współczynnika stabilizacji S. • Pomiar względnej degradacji rozdzielczości η. • Pomiar szybkości korekcji wzmocnienia SKW. • Pomiar zakresu stabilizacji D. Przedmiot ćwiczenia

Przedmiotem ćwiczenia jest STABILIZATOR PIKU w układzie Grinberga, zestawiany samodzielnie przez ćwiczących z rozporządzalnych wkładek aparatury systemu STANDARD. Rysunek 16.1 podaje blokowy schemat takiego zestawu. Komercyjnie dostępne bloki funkcjonalne uzupełniono w nim specjalnie zaprojektowaną wkładką INTEGRATORA RÓŻNICOWEGO, wyposażając nadto blok ZASILACZA WYSOKIEGO NAPIĘCIA ZWN-21 w obwód sterowania sygnałem napięciowym.

Układ Grinberga wywodzi się z oryginalnej konfiguracji de Waarda. Dla monitoringu globalnego wzmocnienia systemu (G) wykorzystuje on referencyjne, monoenergetyczne źródło promieniowania o energii przewyższającej nominalny zakres pomiarowy spektro-metru.

Dla przypomnienia zasady działania stabilizatora, na rysunku 16.2 przedstawiono schematycznie łączny spektrogram analizowanego (mierzonego) promieniowania oraz (zakreślone owalem) widmo promieniowania źródła referencyjnego. Oznaczono na nim również położenie wierzchołka widma źródła referencyjnego (VpR) w warunkach nominalnych, to jest dla założonej wartości globalnego wzmocnienia (G) toru spektro-

Rys. 16.1. Schemat blokowy zestawu stabilizatora spektrometru amplitudowego

do MCA

WL-41

ZWN-EREF

WL-41

ZWN-21

A-21 „Y”

A-21 „Z”INT. RÓŻN.

L.SCYNT.

BG AGH

88

metrycznego. Replika napięcia VpR służy jako reper, względem którego w bloku formo-wania sygnału błędu monitorowane są, wywołane efektami destabilizującymi, ewentualne przesunięcia piku referencyjnego.

Mechanizm formowania sygnału błędu zilustrowano poglądowo na rysunku 16.3. Ukazuje on położenia piku referencyjnego w nominalnym stanie pierwotnym oraz w stanie podwyższonego wzmocnienia. W pierwszym przypadku współrzędna napięciowa wierz-chołka piku pokrywa się z zadaną wielkością referencyjną VpR. Z tego względu ilości zliczeń NA i NB rejestrowane w kanałach pomiarowych A i B wobec symetrii piku są takie same, a w konsekwencji ich różnica jest równa zero. Odpowiedzią integratora różnicowego na ciągi impulsów obu kanałów jest w tym przypadku również zerowy sygnał wyjściowy; stan pracy systemu pozostaje zatem niezmienny.

Zauważmy, że kanały pomiaru ilości zliczeń są przywiązane do napięcia refe-rencyjnego VpR, zaś ilości zliczeń (a dokładniej mówiąc – szybkości zliczeń) reprezentują na diagramie powierzchnie pod obwiednią piku ograniczone szerokościami kanałów. W przypadku drugim NB jest większe od NA, dając w efekcie sygnał niezrównoważenia, wykorzystywany w stowarzyszonym bloku wykonawczym (efektorze) do odpowiedniej korekcji wzmocnienia globalnego. W stanowiącej przedmiot ćwiczenia konfiguracji funkcję efektora pełni wzmacniacz w pętli ujemnego sprzężenia zwrotnego stabilizowanego zasilacza wysokiego napięcia.

<f>

E, Vo

VpR

ZAKRES POMIAROWY

Rys 16.2 Ilustracja wzajemnego usytuowania widma mierzonego i referencyjnego

NA NB

KANAŁY: A B

VpR Vp0

PIK PRZESUNIĘTY POŁOŻENIE

Rys. 16.3. Ilustracja sposobu formowania sygnału korekcyjnego

BG AGH

89

Program ćwiczenia − instrukcja szczegółowa Zadanie 16.1. Przygotowanie zestawu do pomiarów a) Zestawić układ pomiarowy według schematu podanego na rysunku 16.4. b) W warunkach rozpiętej pętli autoregulacji (Klucz K rozłączony) nastawić, podaną przez prowadzącego zajęcia, nominalną wartość wysokiego napięcia (ZWN-21), zasilającego fotopowielacz licznika scyntylacyjnego. (W razie braku specjalnych dyspozycji przyjąć wartość VWN = 800V). c) Ustawić na analizatorze A-21 „X” położenie piku VP(X) mierzonego rozkładu amplitudowego oraz szerokość kanału pomiarowego VKAN(X) . Proponowane wartości uz- godnić z prowadzącym zajęcia. (W razie braku specjalnych zaleceń przyjąć wartości: VP(X) = 8,0V, oraz VKAN(X) = 0,2V). d) Ustalić i nastawić w analizatorach „Y” i „Z” poziomy determinujące szerokości i poło- żenia ich okienek pomiarowych. (Uzyskanie pożądanych, możliwie dużych szybkości zliczeń w kanałach zapewniają wartości ich szerokości VKAN(Y-Z) oraz położeń ich centroid: VP(Y) i VP (Z) odpowiednio na poziomie 0,6V, 7,7V i 8,3V).

e) Wstawić do uchwytu na obudowie licznika scyntylacyjnego wzorcowe źródło promieniowania (Cs-137).

f) Dobrać wartość wzmocnienia wzmacniacza impulsowego (WL-41) przy zadanych wartościach stałych czasowych (τi = τd = 5 µs) dla uzyskania maksimum wychylenia wskaźnika analogowego w integratorze liniowym (ILL-21). (Przy zadanych przy- kładowo wartościach VWN, VP(i) oraz VKAN(i) warunki takie uzyskuje się dla położenia przełącznika regulacji zgrubnej (COARSE) wzmocnienia [4 x 4 x 8]). Następnie dore- gulować precyzyjnie wzmocnienie za pomocą potencjometru regulacji drobnej (FINE), kierując się wskazaniami woltomierza kontrolnego 34401A, zapiętego na wyjściu INTEGRATORA RÓŻNICOWEGO, które powinny być sprowadzone do

WL-41

Rys. 16.4 Schemat blokowy zestawu ćwiczeniowego

alternatywa: MCA

A-21 „X”

L.SCYNT.

INT.RÓŻN. A-21 „Y”

A-21 „Z” ZWN-

P-

ILL-21

K

34401A

TDS 220

A-21 „Y”

P-44

ZWN-21

WL-41

BG AGH

90

(lokalnego) minimum. Skorygować położenie źródła promieniotwórczego aż do uzyskania częstości zliczeń w kanale piku VK(X) około 150 s-1.

Zadanie 16.2. Pomiar współczynnika stabilizacji S i względnej degradacji rozdzielczości η Współczynnik stabilizacji spektrometru zdefiniowany jest jako stosunek względnych przesunięć położeń wierzchołków pików widma źródła referencyjnego spowodowanych takim samym zaburzeniem destabilizacyjnym w warunkach otwartej i zamkniętej pętli autoregulacji (sprzężenia zwrotnego). Oznaczając symbolami VpR, VpO oraz VpS położenia wierzchołków piku referencyjnego, odpowiednio, przed zadziałaniem czynnika destabili-zującego oraz po jego zadziałaniu w warunkach otwartej (0) i zamkniętej (S) pętli sprzężenia zwrotnego, formuła definiująca współczynnik stabilizacji S przyjmie postać

( )( ) pRpSpR

pRpOpRdef

VVVVVV

S//

−

−=

Rysunek 16.5 pokazuje – celowo przesadnie uwypuklone – relacje między wielkoś-ciami VpR, Vp0 oraz VpS.

a) W ustalonych w zadaniu 16.1b warunkach za pomocą subzestawu pomiarowego: analizator A-21 „X” − przelicznik P-44, wyznaczyć rozkład amplitudowy impulsów uzyskiwanych w pomiarze promieniowania źródła kontrolnego. Przyjąć czas zliczania ∆t =100 s. (W przypadku dostępności analizatora wielokanałowego (MCA) skorzys- tać z tej możliwości pomiaru).

b) Wprowadzić „zaburzenie” wzmocnienia globalnego poprzez skokową zmianę napięcia zasilania fotopowielacza ∆VWN i w tak zmienionych warunkach wyznaczyć powtórnie rozkład amplitudowy impulsów detektora.

c) Włączyć działanie pętli autoregulacji (zewrzeć klucz K) i przywrócić począt- kowy stan pracy jak w zadaniu 16.2a, a następnie dokonać pomiarów według procedury podanej w zadaniu 16.2b.

<f>

Vo

VpR VpS Vp0

Rys. 16.5 Ilustracja przesunięć piku referencyjnego przy załączonej (S) i wyłączonej (0) autoregulacji

BG AGH

91

d) Z uzyskanych danych pomiarowych wyznaczyć położenia wierzchołków pików (wartości VpR, VpS i Vp0) i zgodnie z zależnością definicyjną określającą współczyn- nik stabilizacji S obliczyć jego wartość.

e) Wykreślić diagramy rozkładów amplitudowych na podstawie danych pomiarowych i wyznaczyć wartości szerokości połówkowych pików ∆E0 (przy wyłączonej autoregulacji) oraz ∆ES (z zamkniętą pętlą autoregulacji). Wielkości te wyznaczają kolejny parametr znamionowy stabilizatora zwany względną degradacją rozdzielczości (η) zdefiniowany formułą

.0

0

EEES

def

∆∆−∆

=η

Korzystając z powyższej formuły wykonać stosowne obliczenia. Zadanie 16.3. Pomiar szybkości korekcji wzmocnienia SKW i zakresu stabilizacji D

Mianem szybkości korekcji wzmocnienia określony jest czas, w ciągu którego wprowa-dzona skokowo zmiana wzmocnienia ulega redukcji od 90% do 10% swej wartości po-czątkowej. Eksperymentalnie parametr ten wyznaczany jest pośrednio przez pomiar czasu reakcji układu na wprowadzone skokowo zaburzenie. a) Nastawić parametry pracy układu jak w zadaniu 16.2a.

b) Włączyć oscyloskop z pamięcią na wyjściu integratora różnicowego.

c) Wprowadzić skokowe zaburzenia wzmocnienia jak w zadaniu 16.2b i za pomocą oscyloskopu z pamięcią zarejestrować przebieg nieustalony. Wyznaczyć stałą czasową jego zaniku τzan. Obliczyć wartość parametru SKW zgodnie z konwencją 90%÷10% według której

.46,0

zanSKW

τ=

d) Powtarzając wielokrotnie pomiary według powyższej procedury przy systematycznie zwiększanym stopniu destabilizacji, odnotować wartość zaburzenia wzmocnienia, przy której nie uzyskuje się autoregulacji. Ta graniczna wartość skokowej zmiany wzmocnienia determinuje czwarty parametr znamionowy stabilizatora zwany zakresem stabilizacji.

Informacje dotyczące sondy scyntylacyjnej i sposobu jej włączenia do systemu stabilizatora podano w dodatku E, natomiast szczegóły adaptacji zasilacza WN oraz opis techniczny INTEGRATORA RÓŻNICOWEGO zamieszczono w dodatku F.

BG AGH

92

Wyposażenie stanowiska ćwiczeniowego • Sonda scyntylacyjna SSU 70.2 • Wzmacniacz liniowy typu WL-41 • Analizatory jednokanałowe typu A-21 3 szt. (ew. MCA) • Zasilacz wysokiego napięcia typu ZWN-21 (uzupełniony obwodem sterowania napięciowego) • MODUŁ ĆWICZENIOWY: INTEGRATOR RÓŻNICOWY • Przelicznik impulsów typu P-44 • Integrator liniowy (lin-log) typu ILL-21 • Obudowy aparatury STANDARD z zasilaczami NN. (3 szt) • Oscyloskop pomiarowy TDS 220 • Woltomierz cyfrowy 34401A • Komplet kabli i przewodów połączeniowych • Kontrolne źródło promieniowania [137Cs - 1µCi]


[1] Grinberg J., Sabbah B., Schuster M.: A peak stabilized single channel analyzer. Nuc- lear Instruments and Methods, vol. 82, 1970, 278 [2] Instrukcje fabryczne aparatury STANDARD, ZZUJ POLON [3] Korbel K.: Elektronika jądrowa. Cz.III. Układy i systemy elektroniki jądrowej. Kra- ków, Wyd. AGH, 1987 [4] Masny S.: Laboratoryjna aparatura techniki jądrowej na obwodach scalonych STAN- DARD, Warszawa, OIEJ, Bibl. PTJ, seria: Aparatura i technika pomiarowa, nr 80 (596), 1976 [5] deWaard H.: Stabilizing Scintillation Spectrometers with Counting-Rate-Difference Feed-back. Nucleonics, vol. 13, No. 7, 1955, 36

BG AGH

93

ĆWICZENIE LABORATORYJNE 17 Filtr niestacjonarny z integratorem bramkowanym

Zakres ćwiczenia • Badania efektu deficytu balistycznego. • Praktyczne zapoznanie z zasadą działania filtru niestacjonarnego z integratorem bramkowanym. • Pomiary podstawowych parametrów znamionowych filtru. • Dobór optymalnych warunków pracy filtru.


Przedmiotem ćwiczenia jest zestaw filtru niestacjonarnego obejmujący quasi- -gaussowski prefiltr stacjonarny WZMACNIACZA LINIOWEGO WL-41 oraz MODUŁ DEMONSTRACYJNY integratora bramkowanego. Tego rodzaju konfiguracja zalicza się do kategorii filtrów niestacjonarnych z kluczowaniem, a ze względu na charakterystyczny kształt jej funkcji wagi − do klasy FILTRÓW TRAPEZOIDALNYCH.

Wymienione bloki funkcjonalne filtru umożliwiają dokonywanie niezależnej regulacji fragmentów funkcji wagi odpowiedzialnych za rozdzielczość amplitudową i czasową. W szczególności stromość krawędzi bocznych funkcji wagi, determinowana przez charak-terystykę przenoszenia prefiltru (struktura, rząd i wartości stałych czasowych) decyduje o wartości stosunku sygnału do szumu, natomiast rozciągłość jej płaskiego grzbietu, uza-leżniona od parametrów bramkowanego integratora (stała czasowa, interwał otwarcia bramki), w istotny sposób wpływa na czas rozdzielczy filtru.

Walory filtru niestacjonarnego ujawniają się szczególnie w przypadku niestałości czasu zbierania ładunku w detektorze, manifestującej się odpowiednim zróżnicowaniem (rozmyciem) deficytu balistycznego. W technice filtracji stacjonarnej efekt ten powoduje wzrost nieoznaczoności amplitudy, czyli pogorszenie rozdzielczości amplitudowej. Warunkiem uniezależnienia dokładności pomiaru od wpływu czasu zbierania ładunku w detektorze jest utrzymanie w tym interwale stałej wartości funkcji wagi filtru. W przy-padku filtrów stacjonarnych warunek ten udaje się spełnić z niezbyt zadowalającym przy-bliżeniem kosztem znacznego zwiększenia ich stałej czasowej, co prowadzi w rezultacie do niepożądanego, silnego wzrostu czasu rozdzielczego i związanych z tym szkodliwych efektów.

Stanowiący przedmiot ćwiczenia filtr niestacjonarny pozwala uzyskać stałość funkcji wagi w obrębie dowolnie nastawianego interwału czasowego. Nadto, po jego upływie zo-staje natychmiast przywrócony stan początkowy, a poziom sygnału wyjściowego sprowa-dzony do zera. W ten sposób ustalony jest zarazem czas rozdzielczy filtru.

Na rysunku 17.1 przedstawiono schemat ideowy MODUŁU ĆWICZENIOWEGO z za-znaczonym skrótowo układem PREFILTRU STACJONARNEGO (WL-41). W strukturze modułu zawarto aktywny integrator wykonany na scalonym wzmacniaczu operacyjnym ULY7741, system bramkowania, obejmujący wejściową bramkę równoległą (T1) oraz – sterowany za pośrednictwem prostego stopnia OE (T2) – klucz (T3) zwierający gałąź

BG AGH

94

sprzężenia zwrotnego wzmacniacza operacyjnego, jak również monowibrator (MW) zada-jący czas bramkowania integratora TBR. Program ćwiczenia − instrukcja szczegółowa Zadanie 17.1. Ustalenie optymalnych wartości parametrów prefiltru stacjonarnego Zestawić układ pomiarowy według schematu podanego na rysunku 17.2.

Rys. 17.1. Schemat ideowy układu integratora bramkowanego

1µ

-15V

WY

WE SYGNAŁ

PREFILTR

WE TRIG.

SN 74121

1k 2k

8k2

510 510 510

+15V

10k

200k

510 24k

2k

-24V

10n1k

10

-24V

100

2k

BC179

2x2N4416

4k1

T1

T2

T3

42k 2k 290

1k2

-15V

+5V τi

24k

5

11 10

1

14

KONTR

+15V

-15V

LF 355

+5V

180

75τf

TBR

_ Q Q

BC179

6

Rys. 17.2. Schemat zestawu do pomiaru parametrów prefiltru stacjonarnego

GEN.SZUMU „1/f2” + MIXER

GEN.SZUMU BIAŁEGO


ω

ω

t A-21

ANAL.AMPL.IMP. INTEGRATOR

ILL-21

∫WL-41

PREFILTR

/ ~ ~ ~ /

BG AGH

95

W zestawie tym korzystamy z zastępczych źródeł sygnału i szumu, symulujących detektor promieniowania wraz ze stowarzyszonym układem elektroniki front-end.

Jako źródło impulsów licznikowych należy użyć generator typu RP1 i za pomocą jego organów nastawczych ustalić następujące wartości parametrów sygnału: • czas narastania tn = 0,1 µs, • stała czasowa zaniku τd = 10 µs, • amplituda impulsu Vi max = 2 V, • częstotliwość impulsów f = 1 kHz.

Charakterystyczny dla naturalnych źródeł szumu detektora i elektroniki wejściowej

kształt rozkładu gęstości widmowej mocy szumu

( ) 2

22

ωα

+β=ωNW

w zestawie ćwiczeniowym symulowany jest przez dwa generatory szumów: GENERATOR SZUMU BIAŁEGO i GENERATOR SZUMU typu (1/f 2). Mieszczący się w module GENE-RATORA SZUMU (1/f 2) układ MIESZACZA umożliwia sumowanie obu rodzajów szumu wraz z symulującym sygnał detektora ciągiem impulsów licznikowych dostarczanych przez generator RP-1. a) Dokonać pomiaru rozmycia szumowego sygnału (FWHM)Vo na wyjściu wzmacniacza dla rozporządzalnych wartości stałej czasowej filtru τf . Posłużyć się metodą pomiaru rozkładu amplitudowego impulsów, wyznaczając w pomiarach bezpośrednich poło- żenie (amplitudę) i wysokość (szybkość zliczeń) „piku” oraz przynależną mu szero- kość na połowie jego wysokości. Pomiaru poziomu szybkości zliczeń (w „piku” i na połowie jego wartości na obu jego zboczach) dokonać za pomocą liniowego INTEGRATORA IMPULSÓW ILL-21, zaś odpowiadające im wartości amplitud impul- sów odczytać wprost z obrotowej skali helipotu ustalającego próg dyskryminacji ANALIZATORA A-21. b) Przy założeniu gaussowskiego kształtu piku obliczyć wartości średniego odchylenia standardowego σVo oraz stosunku sygnału do szumu SNR. Wyniki pomiarów i obliczeń przedstawić w formie wykresu SNR = f(τf). Minimalną wartość SNR oraz warunkującą ją wartość stałej czasowej τf uznać za optymalne i przyjąć jako referencyjne w dalszych procedurach obliczeniowych. Zadanie 17.2. Badanie efektu deficytu balistycznego prefiltru

Zjawisko deficytu balistycznego zostało szczegółowo omówione w dodatku G. Przedstawiona tam analiza dotyczy najprostszego przypadku, gdy filtr pasmowo-przepus-towy tworzą dwa układy formujące pierwszego rzędu: układ różniczkujący C-R i układ cał-kujący R-C. W badanym układzie filtru niestacjonarnego w charakterze prefiltru wykorzys-tano wzmacniacz spektrometryczny WL-41. Jego częstotliwości graniczne: górną i dolną wyznaczają odpowiednio: prosty obwód różniczkujący pierwszego rzędu oraz dolnoprze-pustowy filtr aktywny rzędu drugiego. Dla porównania uzyskanych wyników pomiarowych z obliczeniami teoretycznymi należy zatem skorzystać z zaleceń literaturowych.

BG AGH

96

Zestawić układ pomiarowy według rysunku 17.3. a) Dla wyznaczonych w poprzednim zadaniu optymalnych wartości parametrów prefiltru wyznaczyć eksperymentalnie deficyt balistyczny impulsów o dłuższych czasach narastania, a mianowicie: tn = 0,5 µs, 1,0 µs i 2,0 µs.

b) Dla tych impulsów dobrać eksperymentalnie wartości stałej czasowej prefiltru, przy których deficyt balistyczny zostaje praktycznie zlikwidowany, a następnie dokonać pomiaru wartości przynależnych czasów rozdzielczych według kryterium spadku poziomu odpowiedzi (sygnału wyjściowego) do wartości 1% amplitudy.

Zadanie 17.3. Badanie własności pełnego układu filtru niestacjonarnego a) Zestawić złożony filtr niestacjonarny (prefiltr quasi-gaussowski + integrator bramko- wany), włączając go do układu pomiarowego ukazanego schematycznie na rysunku 17.4. (Do wyzwalania GENERATORA IMPULSÓW BRAMKUJĄCYCH wykorzystać impulsy TRIG-OUT generatora RP-1). b) Wyznaczyć eksperymentalnie optymalne wartości interwału bramkowania integratora według kryterium „zerowego” deficytu balistycznego oraz przebiegi odpowiedzi na wymuszenia impulsami o różnych czasach narastania przy różnych wartościach inter- wału otwarcia bramki TBR. c) Wykonać pomiary kontrolne rozmycia szumowego sygnału dla całego układu filtru, oraz wyznaczyć wartość bezwzględnego SNRN i względnego stosunku sygnału do szumu ηN (odniesionego do filtru idealnego) w funkcji stałej czasowej prefiltru stacjonarnego. Parametry impulsu wejściowego przyjąć jak w zadaniu 17.1 programu ćwiczenia. Wyznaczenie ηN przeprowadzić w sposób pośredni; najwpierw określić ηR = SNRN /SNR (WL-41) przyjmując za referencyjny, stacjonarny filtr aktywny WL-41 a następnie, uwzględniając wartość SNR(WL-41) /SNR∞ filtru stacjonarnego (0,842) obliczyć ηN według oczywistej relacji

ηN = ηR [SNR(WL-41) /SNR∞ ] = 0,842 ηR. Rezultaty przeprowadzonych pomiarów oraz obliczeń przedstawić w formie wykresu (SNR)N = f(τf).

Rys. 17.3. Schemat zestawu do badania efektu deficytu balistycznego


t

RP-1 WL-41 PREFILTR

/ ~ ~ ~ /

SYNCHROSKOP

TDS 220

TRIG

BG AGH

97

d) Za pomocą oscyloskopu pomierzyć szerokość impulsu wyjściowego i skopiować jego przebieg z ekranu oscyloskopu. Porównać uzyskany rezultat z analogicznym wynikiem uzyskanym w pomiarach wykonanych w ramach zadania 17.2. Sformuło- wać wnioski.


• Moduł ćwiczeniowy: FILTR NIESTACJONARNY Z INTEGRATOREM BRAMKO- WANYM (wkładka STANDARD 70) • Wzmacniacz liniowy typu WL-41 • Analizator jednokanałowy typu A-21 (wkładka STANDARD 70) • Integrator liniowo-logarytmiczny typu ILL-21 (wkładka STANDARD 70) • Moduł ćwiczeniowy: GENERATOR SZUMU BIAŁEGO (wkładka STANDARD 70) • Moduł ćwiczeniowy: GENERATOR SZUMU 1/f 2 + MIESZACZ (wkładka STAN- DARD 70) • Obudowa systemu STANDARD 70 z zasilaczem niskiego napięcia ZNN-41 • Generator impulsów licznikowych typu RP-1 • Oscyloskop pomiarowy typu TDS 220 • Kable i przewody połączeniowe


[1] Dodatek A do instrukcji ćwiczeniowych [2] Instrukcje obsługi pomocniczej elektronicznej aparatury pomiarowej [3] Korbel K., Dąbrowski W.: Filtracja sygnału w spektrometrycznym torze pomiarowym. Filtry analogowe, Kraków, Wyd. AGH 1992 [4] Masny S.: Laboratoryjna aparatura techniki jądrowej na obwodach scalonych STAN- DARD, Warszawa, OIEJ, Biblioteka PTJ, Seria: Aparatura i technika pomiarowa, nr 80 (598), 1976 [5] Radeka V.: Trapezoidal filtering of signals from large germanium detectors at high rates. Nuclear Instruments and Methods, vol. 99, 1972, 525

Rys. 17.4. Schemat zestawu do badania własności filtru niestacjonarnego

SYNCHROSKOP

GEN.SZUMU 1/f2 + MIESZACZ

GEN.SZUMU BIAŁEGO

GEN.IMPULSÓW LICZNIKOWYCH A-21

ANAL.AMPL.IMP.

PREFILTR + iNT.BR.

∫/ ~ ~ ~ / DUT INTEGRATOR

ILL-21

∫IMP TRYG

TDS 220 ω

t

ω SYGN.

BG AGH

98

DODATEK A Generatory szumów

Źródła szumów, niezbędne dla realizacji zadań przewidzianych programem ćwiczeń, powinny charakteryzować się odpowiednio wysokim poziomem szumów oraz pożądanym, założonym kształtem widma częstotliwościowego. Spełnienie tych wymagań osiąga się poprzez dobór warunków pracy elementu szumogennego (który zwać będziemy „pier-wotnym” źródłem szumu) oraz zastosowania dodatkowych układów wzmacniająco-formu-jących.

Spośród rozporządzalnych źródeł pierwotnych szczególnie wydajnymi okazują się półprzewodnikowe diody stabilizacyjne − ogólnie zwane diodami Zenera − pracujące w reżymie przebicia lawinowego. Tego typu diody zostały wykorzystane w układach ge-neratorów szumu wykonanych specjalnie dla potrzeb ćwiczeń prowadzonych w Labo-ratorium Elektroniki Jądrowej. Rysunek A1 przedstawia schemat ideowy GENERATORA SZUMU BIAŁEGO [GSB].

Pierwotnym źródłem szumu jest w nim dioda stabilizacyjna typu Д814В. Warunki jej pracy wyznacza nastawiany potencjometrem P prąd zwrotny (ID ≅ − 45 µA), którego wartość ustalono na podstawie globalnej charakterystyki szumowej diody w paśmie <100 Hz÷5 MHz>. Szerokopasmowy wzmacniacz operacyjny NE5539 wzmacnia formo-wane na zaciskach diody (źródła prądowego) napięciowe widmo szumów do poziomu VN rms ≅ 500 mV. Wyjście modułu wyposażono w dodatkowy, prosty obwód miksujący, umożliwiający nakładanie szumu na impulsowe sygnały standardowe (opcja dla ćwiczenia nr 12)

W innej konfiguracji zrealizowano GENERATOR SZUMU typu 1/f 2 (w żargonie tech-nicznym zwanym szumem czerwonym). Ukazano ją na rysunku A2. Transformacja ge-nerowanego w diodzie DZ9V1 pierwotnego prądowego widma szumu na widmo napięciowe dokonywana jest tu w układzie wielostopniowego wzmacniacza z obwodami lokalnych sprzężeń zwrotnych. Własności transmisyjne wzmacniacza, obok wartości prądu

Rys. A1. Schemat ideowy generatora szumu białego

200

WY do oscyloskopu

1k

BZP683 C6V2

BZP683 C6V2

1n

470 510

1n

0.3µ

33k

36k10k 1M

300

BZPC12

Д 814B

0

BZPC12

300

-24V

+24V

1n

1k

0.3µ

WE GEN.POF-10

WY B

200

10k

NE5539

P

1n

Rys. A1. Schemat ideowy generatora szumu białego

200

WY do oscyloskopu

1k

BZP683 C6V2

BZP683 C6V2

1n

470 510

1n

0.3µ

33k

36k10k 1M

300

BZPC12

Д 814B

0

BZPC12

300

-24V

+24V

1n

1k

0.3µ

WE GEN.POF-10

WY B

200

10k

NE5539

P

1n

BG AGH

99

zwrotnego diody, decydują również o kształcie rozkładu widmowego szumów wyjś-ciowych. Na drodze ich racjonalnego doboru uzyskano rozkład zadowalająco przybliża-jący (w ograniczonym paśmie) zależność 1/ f 2. Konstrukcyjnie omawiany generator zwią-zano z sumatorem aktywnym umożliwiającym syntezę sygnału złożonego z impulsowego sygnału informacyjnego (WE-C) oraz dwóch zakłócających sygnałów szumowych (WE-A) i (WE-B). Schemat tego subukładu funkcjonalnego zamieszczono również wspólnie ze schematem generatora szumu, określając cały moduł ćwiczeniowy skrótem [GSC+M] − GENERATOR SZUMU CZERWONEGO + MIESZACZ.

Obydwa moduły wykonano w formie wkładek systemu aparaturowego STANDARD.

Jak łatwo zauważyć, tor A sumatora przenosi sygnał z mniejszą (nastawialną) wagą niż pozostałe dwa tory (B i C). W ten sposób zapewniono możliwość ustalania założonych relacji między intensywnościami obu rodzajów szumu. Własności obu generatorów ilustruje rysunek A3 przedstawiający widma szumów obu omawianych generatorów, otrzymywane na wyjściu sumatora WY, po podaniu na jego wejścia A i B odpowiednio szumu czerwonego i szumu białego. Słaby spadek intensywności szumu białego spowodowany jest modyfikującym wpływem impedancji obciążenia. Na rysunku zazna-czono również charakterystyczny punkt przecięcia się obu rozkładów widmowych. W punkcie tym gęstości widmowe mocy obu rodzajów szumu są równe, zaś przynależnej

Rys. A2. Schematy: generatora szumu 1/f2 a) oraz sumatora aktywnego b) (obydwa układy mieszczą siewe wspólnym bloku GSC+M)

200

200

51010k

22k

4k7

BZP C-20

100µ 47µ

+ 6V

- 6V

0,1µ

0,1µµA 733

WYKV = -10

+24V

a)

30010

10

300150

3 x 150

100

10µ 0.1

10µ 0.1

WE A

B C

WY

CA 3450

+ 6V

- 6V b)

BG AGH

100

mu współrzędnej częstotliwościowej nadano nazwę narożnej częstotliwości szumowej (ang. noise corner frequency).

W charakterze pierwotnych źródeł szumu zastosowano krzemowe diody stabilizacyjne z dominującym udziałem lawinowego powielania nośników ładunku w procesie przebicia odwracalnego. Efekt ten manifestuje się na charakterystyce prądowo-napięciowej diody stabilizacyjnej gwałtownym wzrostem prądu wstecznego przy minimalnym wzroście na-pięcia polaryzacji zaporowej po przekroczeniu określonego jej poziomu. To graniczne na-pięcie nazwano napięciem przebicia Vb (ang. breakdown voltage). Określa go formuła empiryczna

( ) ( ) ,10/1,1/60 43

2223

−= NWV gb

gdzie: Wg − szerokość przerwy energetycznej półprzewodnika, N – koncentracja domieszek.

Zmiana nachylenia charakterystyki I -V diody zachodzi w sposób ciągły, stąd też dla określenia wartości napięcia znamionującej efekt przebicia przyjęto umownie napięcie, dla którego prąd zwrotny osiąga wartość równą dziesiątej części dopuszczalnej wartości maksymalnej.

Z punktu widzenia koncentracji domieszek, tego rodzaju diody zajmują pośrednie miejsce między konwencjonalnymi diodami prostowniczymi a diodami Zenera. W szcze-gólności dla złącz krzemowych charakterystyczny dla przebicia lawinowego obszar kon-centracji domieszek zawiera się w granicach (5⋅1020÷2⋅1023) m-3, a odpowiadające im napięcia przebicia mieszczą się w przedziale (103÷5) V. Wartości tych parametrów mają istotny wpływ na poziom szumów generowanych w złączu w warunkach pracy na kolanie zaporowej części charakterystyki diody.

W obszarze tym inicjowany jest proces przebicia złącza. W swym początkowym sta-dium ma on charakter pojawiających się przypadkowo, krótkotrwałych mikroprzebić, ujaw-niających się w formie prostokątnych impulsów prądowych o eksponencjalnym rozkładzie rozciągłości czasowej i stałej amplitudzie.

Rys. A3. Rozkłady widmowe szumów generowanych przez GSB i GSC

F [MHz]

Generator GSC

Generator GSB

S [µV/Hz1/2]

NAROŻNA

CZĘSTOTLIWOŚĆ

SZUMOWA

0,0 1,0 2,0 3,0

6000

4000

2000

0,00

BG AGH

101

W miarę wzrostu średniej wartości prądu wstecznego diody charakter impulsów prądowych nie ulega zmianie, wydłuża się natomiast ich szerokość, a amplituda zdąża do pewnej, określonej wartości maksymalnej. Z chwilą jej osiągnięcia zmienia się gwałtownie charakter wyładowania z niestabilnego (impulsowego) na stabilne (ciągłe). Efekt ten po-glądowo ilustruje rysunek A4 przedstawiający w uproszczeniu kilka przebiegów ciągów impulsów prądowych mikroplazmy dla różnych wartości średnich prądu wstecznego (I1 < I2 < I3 < I4 < I5).

Zjawiska mikroprzebić mają swe źródła w niedoskonałościach (defektach) sieci krys-talicznej, na których tworzą się mikroskopijne obszary (o średnicy kilku µm), w których osiągnięcie krytycznej wartości natężenia pola elektrycznego, warunkującego pełne roz-winięcie wyładowania lawinowego, zachodzi przy nieco niższym napięciu przebicia niż w pozostałej objętości warstwy zubożonej złącza. Wykazuje ono wiele podobieństwa do lawinowej jonizacji zderzeniowej w gazach. Z tego też względu − przez analogię − mikroobszarom tym, o dużej gęstości prądu wyładowania, nadano nazwę mikroplazmy.

Zauważmy, że zapoczątkowanie jonizacji zderzeniowej, prowadzącej w konsekwencji do wyładowania lawinowego, uwarunkowane jest fluktuacjami swobodnych nośników ła-dunku w warstwie zaporowej, te zaś produkowane są w różnych współbieżnych procesach stochastycznych.

Do najważniejszych zaliczane są: − jonizacja termiczna, − proces generacyjno-rekombinacyjny,

− emisja polowa (tunelowanie międzypasmowe), − jonizacja fotoelektryczna.

Zapłon mikroplazmy następuje więc z pewnym, uwarunkowanym statystyką tych procesów, opóźnieniem losowym w stosunku do chwili osiągnięcia krytycznej wartości pola elektrycznego. Również losowy charakter wykazuje czas życia mikroplazmy i zwią-zany z nim moment jej zgaśnięcia. Proces gaszenia mikroplazmy jest bardzo złożony. Warunkują go głównie fluktuacje prądu mikroplazmy (amplituda i szybkość zmian) oraz wartości jej lokalnych parametrów elektrycznych i termodynamicznych.

W rezultacie, w ograniczonym zakresie (średniej wartości) prądu wstecznego złącza (50÷100 µA) mikroplazma podlega sukcesywnemu, losowemu włączaniu (zapłonowi) i wy-łączaniu (gaszeniu), którego efekt obserwowany jest w formie stochastycznego ciągu

I1

I2

I3

I4

I5 t

Rys. A4. Ewolucja impulsów prądowych mikroplazmy w funkcji <ID>

BG AGH

102

prostokątnych mikroimpulsów prądowych. Taki charakter sygnału prądowego dał podstawę do zaproponowania modelu oraz elektrycznego schematu zastępczego mikroplazmy. W tym przedmiocie wysunięto szereg koncepcji szczegółowych. Za najbardziej zaawansowany uznawany jest tzw. udoskonalony model mikroplazmy Haitza. Na rysunku A5 przedsta-wiono oparty na tym modelu elektryczny schemat zastępczy. Obok wielkości deskryp-tywnych mikroplazmy, jak rezystancja szeregowa RS ora ekstrapolowane napięcie przebicia Vb tudzież zawartych w stochastycznym elemencie bistabilnym (kluczu S) funkcji opisujących prawdopodobieństwa zapłonu (włączenia) − p01 i zgaśnięcia (wyłączenia) − p10 mikroplazmy w interwale jednosekundowym, uwidoczniono na nim również pojemność własną mikroplazmy C i elementy zewnętrznego obwodu polaryzacji złącza (RL,, VG ).

Istotnym krokiem w doskonaleniu modeli matematycznych mikroplazny okazała się, podjęta przez Haitza, sugestia Shockleya, dotycząca pojęcia ekstrapolowanego napięcia przebicia. Wielkość ta zdefiniowana jest na gruncie formuły Shockley’a określającej (liniową) zależność odwrotności współczynnika powielania M od napięcia V w obszarze napięć bardzo bliskich wartości napięcia przebicia Vb. Według tej koncepcji ekstra-polowane napięcie przebicia należy rozumieć jako teoretyczną wartość napięcia pola-ryzacji, jaka – przy hipotetycznym, idealizującym założeniu braku oddziaływań ograni-czających – zapewniałaby osiągnięcie w procesie jonizacji zderzeniowej nieskończenie wielkiej wartości współczynnika powielania nośników ładunku.

Na rysunku A6 przedstawiono dla przykładu, zaczerpnięty z prac Haitza, wykres ilustrujący sposób wyznaczenia wartości ekstrapolowanej Vb . Uwidoczniono na nim prze-bieg dwóch charakterystyk pojedynczej mikroplazmy: charakterystyki powielania w pro-cesie jonizacji zderzeniowej (a) oraz charakterystyki prądowo-napięciowej (b). Charak-terystyka (b) pozwala wyznaczyć drugi podstawowy parametr modelu RS (tj. wartość rezystancji szeregowej mikroplazmy), a także poprzez ekstrapolację jej odcinka liniowego w obszar I → 0 wyznaczyć wartość Vb

Nie wnikając w szczegóły warsztatu eksperymentalnego umożliwiającego pomiar tego rodzaju charakterystyk, wypada choćby zasygnalizować, że dotyczą one zarówno technik pomiarowych, jak i podlegających badaniom struktur, narzucając w obu dziedzinach bardzo wyrafinowane wymagania. Łączne wykorzystanie specjalnych i konwencjonalnych technik pomiarowych pozwala natomiast wyznaczyć wartości dwu pozostałych parametrów modelu, tj. prawdopodobieństw włączenia (turn-on) mikroplazmy − p01(I) oraz jej wyłą-czenia (turn-off) – p10 (I).

VCVb

R

SRL

IL I

VG

Rys. A5. Schemat zastępczy generatora mikroplazmy wg modelu Haitza

BG AGH

103

Przedstawiony w zarysie model mikroplazmy dotyczy najprostszego przypadku dwu-poziomowego przełączania bistabilnego. Bogata literatura przedmiotu dostarcza informacji o bardziej złożonych mechanizmach przełączania, charakteryzujących się więcej niż dwo-ma poziomami impulsów prądowych. Złącza wykazujące taką własność przyjęto zwać złączami o przewodzeniu wielostabilnym (ang. multistable conduction) względnie wielo-poziomowym. Bliższe dane na ten temat znajdzie czytelnik w podanej w wykazie mate-riałów źródłowych obszernej publikacji K.C. Champlina. Do tej właśnie kategorii zali-czają się (praktycznie wszystkie) standardowe, komercyjnie dostępne, diody stabilizacyjne. Ponadto zwykłe diody lawinowe zawierają dużą liczbę mikroplazm, przy czym część z nich w zadanym punkcie pracy może znajdować się w stanie stabilnym a część w niestabilnym.

Z charakterem przewodzenia niestabilnego (dwu- lub wielopoziomowego) omawia-nych diod związany jest wysoki poziom szumów nadmiarowych. Jest on silnie zależny od wartości napięcia przebicia, a nadto wykazuje nieregularną (nawet w obrębie tego samego typu diody) zależność od prądu wstecznego. W ogólnym przypadku dyspersja szumów diody osiąga szereg wyraźnie rozdzielonych maksimów (ang. noise peaks) i minimów (ang. noise valleys) w miarę wzrostu prądu wyładowania lawinowego, a każdy z pików szumowych związany jest jednoznacznie z występowaniem mikroplazmy.

Napięcie przebicia i natężenie prądu diody wywierają również istotny wpływ na rozkład gęstości widmowej mocy generowanych szumów. Poprzez racjonalny dobór typu diody stabilizacyjnej oraz wartości jej prądu wstecznego można w łatwy sposób zestawić generator szumów o wysokiej wydajności i pożądanym kształcie widma. Główną wadą tego rodzaju pierwotnych źródeł szumu, ograniczającą ich możliwości aplikacyjne, jest ich duża wrażliwość termiczna.

Dla ilustracji omawianych własności diod stabilizacyjnych i ich wzajemnego porów-nania na rysunku A7 zestawiono charakterystyki szumowe kilku losowo wybranych kon-wencjonalnych diod o różnych wartościach napięcia stabilizacji (napięcia przebicia). Re-prezentują one zależności wartości średniokwadratowych (dyspersji) globalnego szumu VN rms w szerokim paśmie częstotliwości (BW = <0÷20 MHz >) od prądu wstecznego diody I.

60µA

20µA

0.00

0.02

0.04

0.06

1/M

21.6 21.8 22.0 22.2 22.4 [V]

V

40µA

I

Vb

a) b)

Rys. A6. Ilustracja sposobu wyznaczania wartości ekstrapolowanej napięcia przebicia

BG AGH

104

Jak łatwo zauważyć, pierwszy (najwyższy) pik szumowy wszystkich badanych egzem-plarzy mieści się w przedziale prądu wstecznego <50÷100> µA. Jest to jedyna prawi-dłowość dotycząca wszystkich typów diod. Położenie i amplituda kolejnych pików szumo-wych związane są prawdopodobnie z niekontrolowanymi w procesie wytwórczym parame-trami materiałowymi i technologicznymi. W zakresie większych wartości prądu wstecz-nego, gdy wyładowanie lawinowe rozciąga się w sposób jednorodny na całe złącze, intensywność szumów monotonicznie maleje. Stabilność wyładowania w tym obszarze pozwoliła sformułować (podany przez Hinesa) dobrze pracujący opis teoretyczny, według którego VN rms ∝ f -1.

Rysunek A8 ilustruje wpływ napięcia przebicia na charakter widma generowanych szumów. Przedstawia on mianowicie przykładowe rozkłady gęstości widmowych mocy

szumów generowanych przez diody o znacznie różniących się wartościach napięcia przebicia, (20 V oraz 9 V) pomierzone przy prądzie wstecznym odpowiadającym maksi-mum natężenia szumu.

Rys. A7. Charakterystyki szumowe różnych typów diod stabilizacyjnych

80

60

40

20

0

0 100 200 300 400 500 [µA]

1

2

3

VN rms [mV]

I

1 – dioda C-202 – dioda C-183 – dioda Д810

0 100 200 300 400 500 [µA]

12

8

4 5

6

4

VN rms [mV]

I

4 – dioda Д809 5 – dioda 9V1 6 – dioda 6V2

Rys. A8. Rozkłady widmowe szumów wybranych diod stabilizacyjnych

C-20

9V1

S [µV/Hz1/2]

f [MHz]

80

60

40

20

0

0.0 2.0 4.0 6.0 8.0 10.0

BG AGH

105

Literatura

[1] Champlin K.S.: Microplasma Fluctuations in Silicon., J. Appl. Phys., vol. 30, Jul. 1959, 1039 [2] Chynoweth A,G., Pearson G. L.: Effect of Dislocations on Breakdown in Silicon p-n Junctions. J. Appl. Phys., vol. 29, Jul. 1958, 1103 [3] Haitz R.H., Goetzberger A., Scarlett R.M., Shockley W.: Avalanche Effects in Sili- con p-n junctions. I. Localized Photomultiplication Studies on Microplasmas. J. Appl. Phys., vol. 34, Jun. 1963, 1581 [4] Haitz R.H., Goetzberger A.: Avalanche Noise Study in Microplasmas and Uniform Junctions. Solid-State-Electronics, vol. 6, Nov-Dec. 1963, 678 [5] Haitz R.H.: Model for the Electrical Behaviour of a Misroplasma. J. Appl. Phys., vol. 35, May 1964, 1370 [6] Haitz R.H.: Mechanisms Contributing to the Noise Pulse Rate of Avalanche Diodes. J. Appl. Phys., vol. 36., Oct. 1965, 3123 [7] Haitz R.H.:Noise of a Self-Sustaining Avalanche Discharge in Silicon: Low Frequen- cy Studies. J. Appl. Phys., vol. 38, June 1967 [8] Haitz R.H., Voltmer F.W: Noise of a Self-Sustaining Discharge in Silicon: Studies at Microwave Frequencies., J. Appl. Phys., vol. 39, Jun. 1968, 3379 [9] Hines M.E.: Noise Theory for the Read Type Avalanche Diode. IEEE Trans. on Electron Dev., ED-13, No. 1, January 1966, 158 [10] McIntyre R.J.: Theory of Microplasmas Instability in Silicon. J. Appl. Phys., vol. 32, June 1961, 983 [11] McIntyre R.J.: Multiplication Noise in Uniform Avalanche Diodes. IEEE Trans. on Electron Dev. ED-13, No. 1, January 1966, 164 [12] McKay K.G.: Avalanche Breakdown in Silicon. Phys. Rev., vol. 94, May 1954, 877 [13] Rose D.J.: Microplasmas in Silicon. Phys. Rev., vol. 105, Jan 1957, 413 [14] Senitzky B., Moll J.L.: Breakdown in Silicon. Phys. Rev., vol. 110, May 1958, 612

BG AGH

106

DODATEK B Generator impulsów przypadkowych

Skonstruowany dla potrzeb ćwiczenia nr 5 generator impulsów o przypadkowym rozkładzie czasowym stanowi tandem dwóch bloków funkcjonalnych: • generatora szumu białego, • dyskryminatora progowego.

Konfigurację tę przedstawiono na rysunku B1 ukazującym w widoku płyty czołowe obu jednostek składowych.

Zasada pracy takiego układu oparta jest na charakterystycznym dla szumu białego gaussowskim rozkładzie wartości chwilowych amplitud. Opisuje go funkcja prawdopodo-bieństwa ( )prVp przekroczenia poziomu (progu) Vpr

( )⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢

⎣

⎡

⎟⎟

⎠

⎞

⎜⎜

⎝

⎛

σ−

σπ=

2

21exp

21

N

pr

NV

Vp

pr (B.1)

w której symbolem σN oznaczono wartość średniego odchylenia standardowego napięcia szumów (czyli jego wartości średniej kwadratowej VN rms).

Stowarzyszony z generatorem szumu dyskryminator progowy, w reakcji na każdy akt przekroczenia zadanego poziomu dyskryminacji, wytwarza standardowy impuls wyjściowy generując w rezultacie ciąg impulsów o statystyce sygnału wymuszającego i średniej częs-totliwości <f > podyktowanej częstością przekraczania tego progu przez sygnał szumowy.

Traktując sygnał szumowy jako stochastyczny ciąg mikroimpulsów napięciowych o zadanym przebiegu v(t) i średniej częstotliwości < f > jego wariancję (σ2

N) określa drugie twierdzenie Campbella-Francisa

( )[ ] dttvfV rmsNN2

0

22 ∫∞

><=≡σ (B.2)

W niespektrometrycznym torze pomiarowym szum wraz z sygnałem informacyjnym (detektora) po odpowiednim kondycjonowaniu przekazywany jest do dyskryminatora progowego, powodując losowo (w wyniku nakładania się tworzących go mikroimpulsów

Rys. B1. Widok płyt czołowych wkładek tworzących układ generatora impulsów o przypadkowym rozkładzie czasowym

WY. WE

DYSKR. PROG. DP-21

WY GENERATORA

GENERATOR SZUMU BIAŁEGO (GSB)

REGUL. WIDMA

WE ←IMP

WY→OBS

WY

BG AGH

107

szumowych) przekroczenie progu dyskryminacji i wygenerowanie fałszujących wynik pomiaru impulsów szumowych. W pomiarach radiometrycznych efekt ten znany jest pod nazwą fałszywych zliczeń.

Problematyka impulsów szumowych została podjęta i wyczerpująco rozwinięta przez Rice’a w ramach ogólnej teorii szumów. Godnymi uwagi są również późniejsze, traktujące o tych zagadnieniach, opracowania książkowe J.S. Bendata oraz A.B. Gillespiego. Według ostatniej z wymienionych pozycji edytorskich przedstawiono poniższą analizę.

Jej celem będzie wyznaczenie średniej częstotliwości < f > impulsów szumowych. Sko-rzystajmy w tym celu z (wywodzącej się z (B.1)) zależności, określającej prawdopo-dobieństwo tego, iż w pewnym interwale < t, t− dt > amplituda sygnału szumowego będzie zawarta w przedziale <Vpr, Vpr - dVpr>

prrmsN

pr

rmsNdVVV dV

VV

Vp

prprpr ⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢

⎣

⎡

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−

π=−

2

),( 21exp

21 (B.3)

Analogiczne zależności można napisać dla szybkości zmian poziomu szumu dVNrms/dt i poziomu dyskryminacji dVpr/dt , które dla skrócenia notacji oznaczać będziemy odpo-wiednio symbolami V•

Nrms oraz V•pr.

Tak więc wariancja szybkości zmian poziomu szumu przyjmie postać:

( )[ ] dttvfVNrms ∫∞

∗• ><=0

22 (B.4)

a prawdopodobieństwo sytuacji, w której szybkość zmiany sygnału szumowego będzie zawarta w przedziale >+< •••

NrmsNrmsNrms dVVV , , wyniesie

••

•

•⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢

⎣

⎡

⎟⎟

⎠

⎞

⎜⎜

⎝

⎛−

πpr

Nrms

pr

Nrms

dVV

V

V

2

21exp

21 (B.5)

Całka wyrażenia (B.5) po wszystkich dodatnich wartościach szybkości zmiany progu dyskryminacji V•2

pr określa prawdopodobieństwo ( )+

NrmsVp zachowania przez nią w dowol-nej chwili wartości dodatniej. Wynosi ono:

( )⎮⎮⎮

⌡

⌠

⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢

⎣

⎡

⎟⎟

⎠

⎞

⎜⎜

⎝

⎛−

π=

∞

••

•

•+

0

2

21exp

21

prNrms

pr

NrmsV dV

V

V

Vp

Nrms (B.6)

Skojarzenie wyrażeń (B.3) i (B.6) prowadzi do wyznaczenia prawdopodobieństwa, z którym sygnał szumu o dodatniej szybkości jego zmian będzie się mieścił w czasie t − dt w przedziale zawartym między Vpr, a Vpr − dVpr. Określa go iloczyn

( ) ( ) ⎮⎮

⌡

⌠

⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢

⎣

⎡

⎟⎟

⎠

⎞

⎜⎜

⎝

⎛−

⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢

⎣

⎡⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−

π=⋅

∞

••

•

•+

−

0

22

, 21exp

21exp

21

prNrms

prpr

Nrms

pr

NrmsNrmsVdVVV dV

VV

dVVV

VVpp

prprprpr

(B.7)

BG AGH

108

Wreszcie dla dopełnienia warunku, aby sygnał szumu osiągnął poziom prV nie później niż

w chwili t, zmiana progu dVpr winna się równać dtVpr• . Uwzględniając ten związek

w równaniu (B.7), dochodzimy ostatecznie do wyrażenia określającego prawdopodobień-stwo

prVp przechodzenia sygnału szumu przez poziom prV z prędkością dodatnią.

⎮⎮⎮

⌡

⌠

⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢

⎣

⎡

⎟⎟

⎠

⎞

⎜⎜

⎝

⎛−

⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢

⎣

⎡

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−

π=

∞

••

••

•

0

22

21exp

21exp

2pr

Nrms

prpr

Nrms

pr

NrmsNrmsV dV

V

VV

VV

VVdtp

pr (B.8)

Całka w powyższym równaniu jest określona, a jej wartość − jak łatwo obliczyć*) − wynosi ,2•

NrmaV Wobec tego równanie (B.8) sprowadza się do postaci

⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢

⎣

⎡⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−

π=

• 2

21exp

2 Nrms

pr

Nrms

NrmsV V

VV

dtVppr

(B.9)

Wynika stąd, że średnia częstotliwość odpowiedzi dyskryminatora na pobudzenie sygnałem szumowym, czyli tzw. częstotliwość impulsów szumowych (równa prawdopodo-bieństwu

prVp w interwale jednej sekundy) wynosi

2

21

2⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−•

π=⟩⟨ Nrms

pr

VV

Nrms

Nrms eV

Vf (B.10)

Czynnik przed eksponentą określa liczbę przejść sygnału szumowego przez poziom zerowy w ciągu 1 sekundy w kierunku dodatnim nazywaną częstotliwością pozorną <fo>.

*) Obliczenie całki w równaniu (B.8)

Interesująca na całka oznaczona jest całką typu .21exp

0

2

⎮⎮⌡

⌠

⎥⎥⎦

⎤

⎢⎢⎣

⎡⎟⎠⎞

⎜⎝⎛−

∞

dxwxx

Wprowadźmy w niej podstawienie: x2 = y (x = y ), wobec czego .2

1 dyy

dx =

Daje ono w wyniku

.2

exp221

2exp

21

221exp 2

02

2

00

22w

wy

wdywy

ydy

wy

y =⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−−=

⎮⎮⎮

⌡

⌠

⎮⎮⌡

⌠⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−=⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡−

∞∞

∞

Wielkość w2 jest odpowiednikiem wariancji 2∗

rmsNV w równaniu (B.8).

BG AGH

109

Dla ilustracji przedstawionej analizy na rysunku B2 przedstawiono przykładowy prze-bieg zależności średniej częstotliwości przewyższeń progu dyskryminacji przez szum używanego w ćwiczeniu generatora GSB, zdjęty przy wartości prądu polaryzacji zaporowej diody w obrębie pierwszego piku szumów. Literatura [1] Rice S.O.: Mathematical Analysis of Random Noise. Bell System Technical Journal, vol. 23, 282−332, July 1944; vol. 24, 46-156, January 1945 [2] Bendat J.S.: Principles and Applications of Random Noise Theory. New York, John Wiley 1958 [3] Gillespie A.B.: Signal, Noise and Resolution in Nuclear Counter Amplifiers. Oxford, London, New York, Paris, Pergamon Press 1953 [4] Hasse L., Spiralski L.: Szumy elementów i układów elektronicznych. Warszawa, WNT 1981 [5] Tichonow W.I.: Wybrosy słuczajnych processow. Uspiechy fiziczeskich nauk, T. 77, nr 3, 1962, 449

Rys. B2. Diagram zależności częstości przewyższeń progu dyskryminacji przez szum generatora szumu białego (GSB)

106

105

104

103

102

10

1

10-1

<f> [Hz]

Vprog [V]

<f> = F(Vprog)

0 0.20 0.40 0.60 0.80 1.0

BG AGH

110

DODATEK C Wyznaczanie czasu rozdzielczego układów koincydencyjnych metodą koincydencji przypadkowych

Bardzo rozpowszechnioną w radiometrii metodą wyznaczania czasu rozdzielczego τr układów koincydencyjnych jest tak zwana metoda koincydencji przypadkowych. Jest ona oparta na większym od zera prawdopodobieństwie współczesności impulsów pochodzących od różnych, wzajemnie niezależnych ciągów stochastycznych. Całkowita niezależność genetyczna (źródłowa) tych ciągów dała asumpt do nadania zdarzeniom koincydentnym miana koincydencji przypadkowych. W przypadku m-kanałowego układu koincydencyjnego o czasie rozdzielczym τr oraz średnich wartościach częstości zliczeń równych odpowiednio n1, n2 , ..., nm częstotliwość koincydencji przypadkowych )(m

KPn określona jest znaną formułą )1(

21)( ....... −τ= m

rmm

KP nnnmn (C.1)

Dla najczęściej spotykanego w praktyce układu dwukanałowego (m = 2) sprowadza się ona do prostej postaci. 21

)2( 2 nnn rKP τ= (C.2) pozwalającej przy pomierzonych wartościach częstości zliczeń ( 21

)2( , ninnKP ) wyznaczyć szukaną wartość czasu rozdzielczego

21

)2(

2 nnnKP

r =τ (C.3)

Rysunek C1 ilustruje schematycznie służący temu celowi układ pomiarowy. Zawiera on dwa wzajemnie ekranowane radiacyjnie (względnie dostatecznie odległe) detektory pro-mieniowania z przynależnymi radioemiterami, wzmacniacze kształtujące, badany układ koincydencyjny oraz zespół rejestrów (przeliczników) rejestrujących liczby impulsów w założonym interwale akumulacji. Rys. C1. Schemat blokowy zestawu do pomiaru czasu rozdzielczego układu koincydencyjnego

DETEKTOR 1

UKŁAD KOINCYD.

n1

nKP

n

τr

DETEKTOR 2 REJESTRY

BG AGH

111

W konfiguracji tej posłużono się fizycznymi generatorami ciągów impulsów przy-padkowych (źródło promieniotwórcze + detektor) i w takim właśnie zestawie dokonywany jest pomiar czasu rozdzielczego układu koincydencyjnego w ramach ćwiczeń w Labo-ratorium Radiometrii WFiTJ. Wyłącznie aparaturową alternatywę stanowić może układ z dwoma niezależnymi elektronicznymi generatorami impulsów o losowym rozkładzie czasowym.

Formuła (C.1) wywodzi się z ogólniejszej zależności wyprowadzonej dla zespołu m stochastycznych ciągów impulsów o średnich częstościach zliczeń nk i różnych rozciąg-łościach czasowych τk (dla k=1 ....., m). Poniżej przytoczono (za Kozodajewem) sposób wyprowadzenia tej zależności.

Zgodnie z terminologią radiometrycznych pomiarów koincydencyjnych poszczególne ciągi impulsów będziemy wiązać z kanałem pomiarowym; stąd więc indeks k określać będzie numer kanału. Na rysunku C2 przedstawiono poglądowo usytuowanie na osi czasu impulsów (przynależnych do rozważanych ciągów) spełniających warunek m-krotnej koin-cydencji.

Wydzielmy na tej osi czasu mały interwał dt, wielokrotnie mniejszy od najmniejszego spośród wartości τk i spróbujmy wyznaczyć prawdopodobieństwo zaistnienia na nim pełnej (m-krotnej) koincydencji impulsów. Zauważmy, że dla dowolnie wybranego (i-tego) kanału prawdopodobieństwo pojawienia się w tym interwale (dt) początku jednego z im-pulsów ciągu wynosi

pi = ni dt (C.4)

Przypomnieć też wypada, że celem radiometrycznych pomiarów koincydencyjnych jest w istocie pomiar równoczesności zdarzeń (aktów detekcji promieniowania) generu-jących ciąg impulsów elektrycznych. Oznacza to, że informacja o momencie zaistnienia zdarzenia zawarta jest w czole generowanego impulsu. W konsekwencji na to, aby zaszła koincydencja zdarzeń w pozostałych (oprócz i-tego) kanałach, początki impulsów winny się mieścić odpowiednio w obrębie zaznaczonych (na lewo od dt) na rysunku C2 in-terwałów τ1,τ2,τ3,...., τm.

Rys. C2. Diagramy usytuowania impulsów spełniających warunek koincydencji

n1 τ1

n2 τ2

n3 τ3

ni τi

nm-1 τm-1

nm. τm

dt

123

i

m -1

m

t

BG AGH

112

Z kolei, prawdopodobieństwo tego, aby w odpowiadającym k-temu kanałowi interwale τk pojawiło się czoło impulsu wynosi

kk nk ep τ−−= 1 (C.5)

W praktyce z reguły zachodzi nierówność τk nk ≤ 1, wobec czego wyrażenie (C.5) sprowadza się do prostszej postaci

1 – exp (-τk nk) = τk nk (C.6)

Prawdopodobieństwo pojawienia się początku impulsu i-tego kanału w zadanym

interwale dt w przypadku, gdy we wszystkich pozostałych kanałach czoła impulsów mieszczą się odpowiednio w interwałach τ1,τ2,τ3, ....., τm określa zatem iloczyn prawdo-podobieństw

kk

m

kikk

iki ndtndtn τ

τ=τ ΠΠ

=≠ 1 (C.7)

Analogiczna relacja zachodzi w sytuacji gdy w miejsce i-tego kanału przyjąć dowolny

inny kanał systemu koincydencyjnego. Wszystkie te konkurencyjne przypadki determinują addytywnie łączne (cakowite) prawdopodobieństwo pΣ zaistnienia w wybranym dowolnie przedziale czasu dt pełnej (we wszystkich m kanałach) koincydencji. Wyraża je formuła

∑ ∑ ΠΠ= = ==

Σ ττ

=ττ

=m

i

m

ikk

m

kikk

m

kindtndtp

1 1 11

1 (C.8)

Prawdopodobieństwo to wyrażone w relacji do średniej liczby koincydencji przypad-

kowych )(mKPn przybiera postać

dtnp mKP

)(=Σ (C.9) Na tej podstawie możemy napisać

∑ ∑ΠΠ Π⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛

ττ=

ττ=

== ikki i

k

m

kikk

m

k

mKP nnn 11

11

)( (C.10)

W szczególnym przypadku, gdy długości impulsów (równoznaczne z czasami roz-

dzielczymi poszczególnych kanałów) są jednakowe i wynoszą τ, formuła powyższa spro-wadza się do postaci

k

m

k

mmKP nmn Π

=

−τ=1

)1()( (C.11)

odpowiadającej tożsamościowo formule (C.1).

BG AGH

113

Literatura [1] Kałasznikowa W. I., Kozodajew M.S.: Detiektory elemientarnych czstic .Ekspierimien- talmyje mietody jadiernoj fiziki. Kozodajew M. S. (red.) Moskwa, izdat. „Nauka” 1966 [2] Liwszic A. P.: O wierojatnosti n-sowpadienija. Radiotiechnika i Elektronika, T. II, Nr. 8, 1957, 947 [3] Sielakin N. M.: Elementy tieorii słuczajnych potokow. Moskwa, Sowietskoje Radio, 1965

BG AGH

114

DODATEK D Symulacje komputerowe bramki mostkowej

Cennym środkiem wspomagania instrumentalnej diagnostyki (testowania) układów (urządzeń) elektronicznych jest szeroko stosowana w praktyce projektowania technika symulacji komputerowej. Pozwala ona zweryfikować podawane w dokumentacji technicznej (katalogach) dane znamionowe urządzenia względnie − w przypadku ich braku – uzyskać pożądane w tym zakresie informacje.

Zadania ćwiczeń laboratoryjnych mieszczą się w zasadzie w sferze diagnostyki instrumentalnej. Pożytecznym wydaje się zatem choćby na jednym przykładzie dokonać konfrontacji uzyskanych tymi metodami wyników z rezultatami odnośnych obliczeń symulacyjnych. Wybrano w tym celu − stanowiący przedmiot ćwiczenia 14 − stosunkowo prosty układ mostkowej bramki liniowej. Rysunek D1 podaje dla przypomnienia ogólną strukturę tego układu z zaznaczonymi węzłami (punktami) pomiarowymi.

Przedmiotem symulacji komputerowej są dwa rodzaje charakterystyk statycznych oraz charakterystyka dynamiczna bramki. Charakterystyki te przedstawiono odpowiednio na kolejnych rysunkach. W szczególności rysunek D2 podaje statyczną charakterystykę przenoszenia bramki (tj. zależności poziomu napięcia na wyjściu bramki Vo= od poziomu wejściowego Vi=) dla bramki zamkniętej i otwartej Na rysunku D3 wykreślono natomiast zależność potencjałów w wybranych węzłach układu Vk= (dla k = A,B,C,D) oraz wydaj-ności sterowanych źródeł prądowych (I1K, I2K) od napięcia sterującego bramki VG.

Rys. D1. Schemat diodowej bramki mostkowej

WY

T1

T2

WE

T4

T3

VG

D1

D2

D3

D4

A

B

C

D

I1K

I2K

BG AGH

115

Rys. D2. Diagram symulacyjny charakterystyki statycznej bramki

-8.00 -4.00 0.00 4.00 8.00

3.0

-5.0

5.0

4.0

-1.0

-2.0

-3.0

-4.0

0.0

2.0

1.0

NA

PIĘ

CIE

V

O=

[V

]

NAPIĘCIE VG [V ]

BRAMKA OTWARTA

BRAMKA ZAMKNIĘTA

Rys. D3. Diagram symulacyjny zależności Vk(VG) oraz Ik(VG)

N

AP

IĘC

IE V

k

[V ]

PRĄ

D

I 1,2

[m

A]

NAPIĘCIE STERUJĄCE VG [V ]

-8.0 -7.0 -6.0 -5.0 -4.0 -3.0 -2.0 -1.0 0.0 1.0 2.0

4,0

-2,0

8,0

6,0

2,0

0,0

-4,0

-6,0

-8,0

← I1k

← i2k

VA ↑

VB ↓

VC ↓

VD ↑

BG AGH

116

Rysunek D4 ilustruje z kolei (małosygnałowe) własności dynamiczne bramki. Poda-no na nim przebiegi sygnałów wejściowego i wyjściowego w dwu stanach przewodzenia bramki – zamkniętej i otwartej.

Rys. D4. Diagramy symulacyjne ilustrujące własności dynamiczne bramki

200 mV

100 mV

0

48 µs 49 µs 50 µs 51 µs 52 µs

SYGNAŁ WEJŚCIOWY Vi (t)

CZAS t

CZAS t

SYGNAŁ STERUJĄCY VG(t)

0 -1.5 V

48 µs 49 µs 50 µs 51 µs 52 µs

-3.0 V

BRAMKA OTWARTABRAMKA ZAMKNIĘTA

CZAS t

48 µs 49 µs 50 µs 51 µs 52 µs

200 mV

100 mV

0 -100 mV

-200 mV

SYGNAŁ WYJŚCIOWY VO(t)

topóźn

BG AGH

117

DODATEK E Sonda scyntylacyjna SSU-70

Scyntylacyjna Sonda Uniwersalna SSU-70 strukturalnie nie odbiega od konwen-cjonalnych konstrukcji detektorów scyntylacyjnych. Według założenia projektowego przeznaczona jest do współpracy z różnego rodzaju aparaturą radiometryczną; zwłaszcza z systemem aparaturowym STANDARD-70.

Zawiera ona trzy pomieszczone we wspólnej obudowie mechanicznej podzespoły

funkcjonalne: 1) scyntylator (wymienny), 2) fotopowielacz, 3) wzmacniacz wstępny.

W układzie przedwzmacniacza (o wzmocnieniu kv ≅ 30) zastosowano konfigurację OE-OC z przeniesioną do odbiornika sygnału rezystancją obciążenia drugiego stopnia. Tego rodzaju rozwiązanie pozwala ograniczyć liczbę kabli łączących sondę z urządzeniem pomiarowo-rejestrującym, wykorzystując do zasilania przedwzmacniacza i transmisji sygnału jeden wspólny kabel koncentryczny.

Zamieszczona na rysunku E1 ikonka ukazuje sposób włączenia sondy do systemu sta-bilizatora spektrometru poprzez odpowiednie połączenia z obwodami zasilającymi i syg-nałowymi bloku wzmacniacza WL-41. Celowi temu służy gniazdo BNC-75 oznaczone na schemacie symbolem [Sygn.&NN]. Drugie gniazdo tego samego typu [Test] przeznaczone jest do pomiarów sprawdzających poprawność działania przedwzmacniacza, natomiast trzecie (wysokonapięciowe) współosiowe złącze typu C-5 [WN] służy do zasilania obwodów fotopowielacza.

4n7

BSXP87

47 560

20µ

2k4

160 20k

BSXP87

10k 50µ

T1 T2

S12FS52A

560k 7x560k 910k R dob.

2x6n8 10n

24k

270k 15n

+ WN

330

Test

Sygn. & NN

Sygn.

WL-41 +24V

1k

Połączenie zewnętrzne

15n

Rys. E1. Schemat przedwzmacniacza i zespołu gniazd wzmacniacza WL-41

BG AGH

118

Literatura

[1] Instrukcje obsługi: − Sonda Scyntylacyjna Uniwersalna typ SSU-70. Bydgoszcz, ZZUJ POLON, Zakład Urządzeń Dozymetrycznych 1975.

− Wzmacniacz Linearny WL-41. Warszawa, ZZUJ POLON, Zakład Aparatury Elektronicznej 1973 [2] Korbel K.: Układy Elektroniki „Front-End”. Kraków, UWND, AGH 2000. [3] Masny S.: Laboratoryjna aparatura techniki jądrowej na obwodach scalonych „Stan- dard”. Warszawa, OIEJ, Bibl. PTJ, Seria Aparatura i technika pomiarowa, nr 80 (598) 1976.

BG AGH

119

DODATEK F Subukłady systemu autoregulacji stabilizatora spektrometru

Przyjęty system stabilizacji spektrometru dokonuje – z założenia – korekcji global-nego wzmocnienia toru pomiarowego w pierwszym bloku funkcjonalnym spektrometru (w liczniku scyntylacyjnym) poprzez regulację napięcia zasilającego fotopowielacz. W tym celu niezbędne jest napięciowo sterowane źródło wysokiego napięcia. Konwencjonalne zasilacze tego typu wyposażone są niemal wyłącznie w organa ręcznej regulacji napięcia (przełączniki, potencjometry). Zachodzi zatem potrzeba ich odpowiedniej adaptacji. W stosunkowo prosty sposób można jej dokonać w układzie zasilacza ZWN-21, dopro-wadzając napięcie sterujące (autoregulacji) na wejście sumujące wzmacniacza operacyj-nego w układzie formowania napięcia odniesienia zasilacza. Sposób ten ilustruje rysunek F1, na którym przedstawiono odnośny fragment schematu zasilacza ZWN-21. Jak łatwo zauważyć działania adaptacyjne sprowadzają się do wmontowania do układu rezystora (RD) oraz zamocowania na płycie czołowej zasilacza dodatkowego gniazda (oznaczonego symbolem STER). Tak zmodyfikowany zasilacz zastosowano w stanowiącym przedmiot ćwiczenia stabilizatorze spektrometru.

Kolejny rysunek (rys. F2) przedstawia pełny (wraz z obwodami parametrycznych

stabilizatorów napięcia zasilania) schemat ideowy integratora różnicowego pełniącego w układzie stabilizatora funkcję źródła napięcia sterującego. Dodajmy, że wartość oraz polarność tego napięcia jest określoną funkcją stopnia i kierunku destabilizacji systemu. Różnicowy pomiar szybkości zliczeń zrealizowano w prostej konfiguracji dwu iden-tycznych integratorów liniowych z pompami diodowymi i indywidualnymi stopniami standaryzującymi (uniwibratorami 74121) zapiętych na różnoimienne wejścia wzmacniacza operacyjnego (µA741). W obu torach przyjęto tylko jeden zakres pomiarowy ustalony wartościami pojemności dozujących pomp diodowych (Cd = 1 nF) oraz elementów biernych uniwibratorów determinujących szerokość generowanego impulsu standardowego.

Rys. F1. Schemat bloku formowania napięcia odniesienia zasilacza stabilizowanego WN

BLOK NAPIĘCIA ODNIESIENIA

ZWN-21

MAA-501

200k 47k

+6V

10k

20k

Д814E1k5

+24V

2xBAY95

25k

-24V

210

1k5

400

5k3

10µ

RD

BG AGH

120

Podobnie też w obu torach przyjęto taką samą wartość stałej czasowej integracji dobraną stosownie do natężenia promieniowania zastosowanego w ćwiczeniu referencyjnego źródła promieniowania.

Dla uzyskania pożądanego celu autoregulacji dyskryminatory różnicowe KANAŁU DOLNEGO (X) i GÓRNEGO (Y) należy połączyć odpowiednio z wejściem WE-I i wejściem WE-II INTEGRATORA RÓŻNICOWEGO. Takie połączenie realizuje stanowiącą podstawę działania stabilizatora zasadę ujemnego sprzężenia zwrotnego. Zauważmy bowiem dla przykładu, że spowodowany czynnikami destabilizującymi wzrost wzmocnienia toru spek-trometrycznego przesuwa w skali napięciowej – jak to ukazano na rysunku F3 − położenie „piku” względem jego położenia nominalnego, obniżając częstość zliczeń w kanale dolnym w daleko większym stopniu niż w górnym. Naruszenie równości szybkości zliczeń w obu kanałach daje w wyniku sygnał korekcyjny powodujący odpowiednie zmniejszenie napię-cia wyjściowego zasilacza ZWN-21 zasilającego fotopowielacz, a w konsekwencji odpowiednią redukcję wzmocnienia globalnego.

Rys. F2. Schemat integratora różnicowego (z przynależnymi stabilizatorami)

µA209

0.3µ 0.3µ

+5V +15V

5 4 3 7 14

11

10

6

510

3k3 1k

1n

1n

510

3k3

1k 22µ 1M

1M

100k

100k

1M

1M 10k 0.3µ

1k 47n

74121

74121 +5V

+5V

WE-I

WE-II

WY

741 +

-

15

3

8

6

47

+ 15 V

7 1411

106 5

4 3

22µ

-15 V

1k

910

C15V 0,3µ

-24V -15V 910

C15V 0,3µ

+24V +15V

NA NB

KANAŁY: A B

VpR Vp0

PIK PRZESUNIĘTY POŁOŻENIE PIERWOTNE

Rys. F3. Ilustracja sposobu formowania sygnału korekcyjnego

BG AGH

121

Oznaczenia odnośnych wejść integratora różnicowego uwidoczniono na rysunku F4 przedstawiającym rozmieszczenie gniazd na płycie czołowej wkładki STANDARD, w któ- rej zmontowano ten układ.

Własności zespołu IR-ZWN (integrator różnicowy − zasilacz wysokiego napięcia) ilustruje rysunek F5 przedstawiający zależność napięcia wyjściowego zasilacza VWN od różnicy częstotliwości impulsów w obu kanałach stabilizatora piku (∆<f> = <fG>-<fD>) Literatura

[1] Instrukcja obsługi: Zasilacz Wysokiego Napięcia ZWN 21. Warszawa, ZZUJ POLON, Zakład Aparatury Elektronicznej 1973 [2] Korbel K.: Elektronika jądrowa. Cz. III. Układy i systemy elektroniki jądrowej. Kra- ków, Wyd. AGH 1987

WY

WE I WE II

INTEGRATOR RÓŻNICOWY.

Rys. F4. Płyta czołowa integratora różnicowego

Rys. F5. Charakterystyka układu regulacji WN

∆<f> [Hz]

VWN [V] 806.3

803.4

801.2800.6

800.1

797.7

794.2 RD=200k

-100 -50 0.0 50 100

808

804

800

796

792

BG AGH

122

DODATEK G Deficyt balistyczny

Spektrometria amplitudowa promieniowania jonizującego z natury swej zalicza się do kategorii pomiarów balistycznych, w których sygnał wyjściowy jest proporcjonalny do całkowitego ładunku zebranego na elektrodzie zbiorczej. Sygnał tego rodzaju przyjęto właśnie określać mianem sygnału balistycznego.

Proces zbierania ładunku w detektorach promieniowania jonizującego przebiega w do-brze określonym przedziale czasu. W uproszczonej analizie formowania odpowiedzi zakła-da się jednak na ogół, iż jest on nieskończenie krótki, co jest równoważne przyjęciu dira-kowskiego charakteru indukowanego impulsu prądowego

)()()( tQtItI TDi δ=≡ (G.1)

Lepszym przybliżeniem kształtu rzeczywistego impulsu prądowego jest przebieg pros-tokątny Π(t). Możemy więc napisać

)()()()( **n

n

TDi ttHtH

tQ

tItI −−=≡ (G.2)

Na całkowitej pojemności obciążenia detektora CT „pierwotne” impulsy prądowe dają odpowiednie „wtórne” impulsy napięciowe Vi(t) oraz Vi

* (t). Opisują je wyrażenia

)()( tHCQ

tVT

Ti = (G.3)

)()()(/

)(*nn

n

TTi ttHtttHt

tCQ

tV −−−= (G.4)

gdzie: QT − całkowity ładunek niesiony przez indukowany impuls prądowy, tn − czas narastania impulsu napięciowego, równy rozciągłości czasowej impulsu prądowego (tj. czasowi zbierania ładunku).

Przebiegi opisane równaniami (G.1), (G.2), (G.3) i (G.4) przedstawiono wykreślnie na rysunku G1.

Rys. G1. Idealizowane przebiegi impulsów prądowych ID(t) i napięciowych VD(t) detektora: a) dla ID(t) = Q δ(t), b) dla ID(t) = Q H(t) – H(t-tn)

t

ID

t0 tn

t

VD

b) a)

t0

t

ID

t

VD

BG AGH

123

Obciążony zakłóceniami szumowymi impuls napięciowy podlega filtracji w mniej lub bardziej rozbudowanych filtrach pasmowo-przepustowych. Dla prostoty dalszej analizy przyjmiemy najprostszy filtr tego rodzaju typu (CR)−(RC).

W warunkach filtracji suboptymalnej stałe czasowe obwodu różniczkującego (CR) i całkującego (RC) takiego filtru τd i τi są identyczne. Stąd też transmitancję (przepus-towość operatorową) tego filtru F (p) , kładąc τ = τd= τi , zapiszemy w prostej postaci

( )( )21

1

τ+τ=

p

ppF (G.5)

W przypadku wymuszenia dirakowskiego otrzymujemy na wyjściu filtru impuls opi-sany w postaci operatorowej równaniem

( )21

1)(τ+τ

=ppp

pCQ

pVT

To (G.6)

którego transformata odwrotna daje jego przebieg czasowy

)()( tHetCQ

tVt

T

To

τ−

τ= (G.7)

o wartości maksymalnej równej

1

max )/( −= eCQV TTo (G.8)

W przypadku wymuszenia impulsem prostokątnym transformata laplace’owska napię-cia wejściowego wynosi

( ) ( )2

* 1/pe

tCQ

pVnpt

n

TTi

−= (G.9)

Uzyskiwana na wyjściu filtru odpowiedź operatorowa )(* pVo przyjmie więc postać

( ) ( )( )21

* 1/

τ

−

+

−τ

=pp

et

CQpV

npt

n

TTo (G.10)

odwzorowaniem której w dziedzinie czasu jest wyrażenie

( ) ( ) ( )⎪⎭

⎪⎬⎫

⎪⎩

⎪⎨⎧

−⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢

⎣

⎡⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛τ−

+−τ−⎥⎥⎦

⎤

⎢⎢⎣

⎡⎟⎠⎞

⎜⎝⎛

τ+−τ= ψ

−−

τ−

n

ttn

t

n

TTo ttHe

tttHet

tCQ

tVn

1111/* (G.11)

Wobec nieciągłości powyższej funkcji rozpiszemy ją na dwie części :

1) w przedziale od zera do tn

( ) ( )tHett

CQtV

t

n

TTtton ⎥

⎥⎦

⎤

⎢⎢⎣

⎡⎟⎠⎞

⎜⎝⎛

τ+−τ= τ

−

<<11

/0

(G.12)

BG AGH

124

2) w przedziale od tn do nieskończoności

( ) ( )n

ttn

t

n

TTtto ttHe

ttet

tCQ

tVn

n

−⎪⎭

⎪⎬⎫

⎪⎩

⎪⎨⎧

⎥⎥⎦

⎤

⎢⎢⎣

⎡⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛τ−

+−−⎥⎥⎦

⎤

⎢⎢⎣

⎡⎟⎠⎞

⎜⎝⎛

τ+−τ= τ

−−

τ−

∞<<1111

/ (G.13)

Kładąc z kolei µ=τnt

wyrażenie powyższe sprowadzimy do bardziej zwięzłej postaci

( ) ( ) τ−µµ

∞<< ⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡µ−−⎟

⎠⎞

⎜⎝⎛

τ+

µ=

t

T

Ttto eeet

CQtV

n

111* (G.14)

W celu obliczenia wartości maksymalnej skorzystamy z normalnej procedury

analitycznej. Tak więc przyrównanie pierwszej pochodnej funkcji )(* tVo do zera

( ) ( ) ( ) ( ) 0111111*

=⎭⎬⎫

⎩⎨⎧

τ−

µ−−

µ+⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡−−

µτ= µµµµτ

− teeeeeC

Qdt

tdV t

T

To (G.15)

daje w wyniku wartość współrzędnej czasowej *maxt

)1(

*max

−=

µ

µ

eett n (G.16)

a jej podstawienie do równania przebiegu czasowego napięcia wyjściowego prowadzi do szukanej wielkości *

maxoV

( )1*max

)1( −

µ−µ

µ

µ

µ−

= ee

D

To ee

CQV (G.17)

Nietrudno zauważyć, że zawsze *maxmax oo VV > . Tę oczywistą relację ilustruje rysu-

nek G2 przedstawiający we współrzędnych znormalizowanych przykładowe przebiegi dwóch sygnałów balistycznych stanowiących odpowiedzi odpowiednio na wymuszenie skokowe i na sygnał wejściowy o czasie narastania tn = 2τ.

Rys. G2. Ilustracja efektu deficytu balistycznego

(BD)

tw=2 τ

τt

TT

o

CQV/

0,4

0,3

0,2

0,1

0

0 2,0 4,0 6,0 8,0 10,0

BG AGH

125

Różnica amplitud obu sygnałów balistycznych zwana jest deficytem balistycznym, oznaczanym według terminologii anglosaskiej symbolem BD (Ballistic Deficit).

*maxmax oo

defVVBD −= (G.18)

Bardziej instruktywnym pojęciem jest względny deficyt balistyczny RBD (Relative Ballistic Deficit) definiowany jako

max

*maxmax

o

oodef

VVV

RBD−

= (G.19)

W szczególności dla zadanych wyżej warunków określa go zależność

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+

−

µ−

µ−

−=µ

µµ

11

exp11e

eeRBD (G.20)

W praktyce pomiarowej bardzo wygodna i dostatecznie dokładna okazuje się

przybliżona formuła wyprowadzona przez Baldingera i Franzena, dobrze pracująca w przy-padkach symetrycznych względem swej centroidy przebiegów prądu wejściowego Ii(t). W przypadku quasi-gaussowskiego filtru suboptymalnego zawierającego pojedynczy stopień górnoprzepustowy (różniczkujący) i N stopni dolnoprzepustowych (całkujących) przybiera ona szczególnie prostą postać

2424

22µ

=⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛τ

=NtNRBD n (G.21)

Literatura [1] Baldinger E., Franzen W.: Amplitude and Time Measurement in Nuclear Physics. Seria „Advances in Electronics and Electron Physics”, vol. VIII, 256, New York, N.Y., Academic Press Inc.: Publishers 1956 [2] Gillespie A.B.: Signal, Noise and Resolution in Nuclear Counter Amplifiers. Oxford, London, New York, Paris, Pergamon Press 1953 [3] Goulding F.S., Landis D.A, Hinshaw S.M.: Large Coaxial Germanium Detectors – Correction for Ballistic Deficit and Trapping Losses. IEEE Trans. Nucl. Sci., vol. 37, No. 2, 1990 [4] Goulding F.S., Landis D.A.: Ballistic Deficit Correction in Semiconductor Spectro- meters. IEEE Tans. Nucl. Sci., vol. 35, No 1, 1988, 119 [5] Korbel K., Dąbrowski W.: Filtracja sygnału w spektrometrycznym torze pomiarowym – Filtry analogowe. Kraków, Wyd. AGH 1992 [6] Loo B.W., Goulding F.S.: Ballistic Deficits in Pulse Shaping Amplifier. IEEE Trans. Nucl. Sci., vol. 35, No. 1, 1988, 114

BG AGH

126

DODATEK H Pomiar impedancji wejściowej wzmacniacza

Standardowa metoda pomiaru impedancji wejściowej wzmacniaczy operacyjnych

korzysta z zależności (H.1) wiążącej stosunek napięć wejściowych Vi1 i Vi2, podanych odpowiednio za pośrednictwem włączanej na wejściu rezystancji szeregowej R oraz bezpo-średnio, dających na wyjściu taką samą wartość napięcia Vo.

]/(]/)2([1]/[ 222221 iiiii XRRRRRVV +++= (H.1)

Dla wykazania jej słuszności skorzystamy z zamieszczonego poniżej schematu układu pomiarowego.

Podstawę obliczeń stanowią równania obwodowe (H.2) i (H.3)

Vwzmattio kFVV 11 = (H.2) Vwzmio kVV 22 = (H.3)

Z założenia metody pomiaru ,21 oo VV ≡ wobec czego zachodzi równość

21 oatti VFV = czyli att

musi

i

i

FVV 1

2

1 = (H.4)

Dla zadanej konfiguracji dzielnika (attenuatora) jego transmitancja Fatt(p) wynosi

( )( )

ii

iiii

iii

i

iatt

pRCR

RRRpCRRRpCR

pZRpZ

pF+⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ +=

+++

=+

=1

)1/([)1/(

)( (H.5)

i analogicznie przepustowość widmową Fatt(jω) opisuje równanie

222

21)(

ii

i

ii

i

ii

iatt

CRR

RR

RCjR

RR

RCjR

RRjF

ω+⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ +

ω−⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ +

=

ω+⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ +=ω (H.6)

Vi2 Vi1

V0

Ri Ci

R

kV wzm

Rys. H1. Schemat układu pomiarowego metodą standardową

BG AGH

127

Oznaczając przez Xi reaktancję pojemności wejściowej wzmacniacza (Xi = 1/ωCi) łatwo dochodzimy do podanej uprzednio formuły (H.1)

2

2

22

2

2

2222

22

2

1 )2(1211

ii

i

iiii

ii

i

XR

RRRR

XR

RR

RRCR

RR

VV

++

+=+++=ω+⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+=⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡ (H.7)

Praktyczna użyteczność tej metody ograniczona jest kilkoma warunkami. I tak, pod-

stawowym warunkiem jej stosowalności jest wymaganie, aby wprowadzane przez nią elementy „zewnętrzne” modyfikowały wyłącznie stopień podziału sygnału na wejściu badanej struktury nie wpływając na jej własności transmisyjne. Warunku tego nie spełniają układy z zamkniętą na wejściu pętlą sprzężenia zwrotnego. Drugim ważnym warunkiem jest żądanie zgodności potencjałów spoczynkowych obwodu wyjściowego źródła sygnału pomiarowego i obwodu wejściowego badanego wzmacniacza. W układach niespeł-niających tego wymogu konieczne jest wprowadzenie separacji pojemnościowej. W kon-sekwencji formuła (H.7) przestaje być słuszna. Formalnie można ją skorygować uwzględniając w dzielniku napięcia również wprowadzoną pojemność szeregową C, prowadzi to jednak do bardziej złożonej (H.8) postaci nieco kłopotliwej w praktycznym użyciu.

( )( ) 122)()()( 22222242

22

2

1

+ω+++++ω

ω=⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡

iiiiiiiii

i

i

i

CRCRRCCRRCCRRCCR

RCVV

(H.8)

Na rysunku H2 przedstawiono schemat układu pomiarowego uwzględniający

pojemność separującą C. Formuła (H.8) korzysta z oznaczeń schematowych tego rysunku.

Metoda ta okazuje się również mało skuteczna w przypadkach bardzo wysokich oraz bardzo niskich impedancji wejściowych. Wymienione ograniczenia wykluczają praktycznie tę wersję metodyczną z bezpośredniego zastosowania w pomiarach badanych wzmac-niaczy.

W przypadku bardzo małych wartości pojemności i rezystancji wejściowych oraz umiarkowanej częstotliwości sygnału pomiarowego człon 222

iCRω w równaniu (H.6) staje się pomijalnie mały względem jedności. Wobec relatywnie dużej wartości (10 µF) pojemności separującej można ją również zaniedbać w uproszczonym schemacie

Rys. H2. Schemat układu pomiarowego uwzględniającego separację pojemnościową

R C

V0

Ri Ci Vi2 Vi1

kV wzm

BG AGH

128

zastępczym, w rezultacie czego układ równań obwodowych (H.1) i (H.2) sprowadza się do postaci:

Vwzmi

iio k

RRRVV+

= 11 (H.9)

Vwzmio kVV 22 = (H.10)

Jego rozwiązaniem jest przybliżona formuła określająca wartość rezystancji wejściowej

( )21

2

ii

ii VV

VRR

−≅ (H.11)

Formułą (H.11) można się posłużyć dla wyznaczenia rezystancji wejściowej wzmacniacza prądowego charakteryzującego się niskimi wartościami Ri i Ci.

Bardzo prostą formułę obliczeniową można uzyskać w alternatywnej metodzie pomia-ru wykorzystującej impulsowe własności obwodu wejściowego. W tej wersji w charakterze sygnału pomiarowego stosuje się pobudzenie skokowe, a bezpośrednio mierzoną wielkoś-cią jest stała czasowa zaniku odpowiedzi. Zasadę tej metody, którą określić można mianem metody impulsowej, ilustruje rysunek H3. Dla uproszczenia zapisu oznaczmy symbolem C działającą na wejściu, wypadkową pojemność szeregową (złożoną z pojemności separującej CS i „wtrącanej” pojemności zew-nętrznej CZ)

ZCCSZ

Z CCCCC

CSZ <<

→= (H.12)

Transmitancja obwodu wejściowego przybiera w tej notacji postać

( ) ⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡+

+

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡+

=++

+=

+=

ii

i

iii

iii

iC

iatt

RCCp

CCCp

RpCRpCRpCR

ZXZ

pF1)]1/([/1

)1/()( (H.13)

Rys. H3. Schemat układu do pomiaru impedancji wejściowej metodą impulsową

Vi V0

Ri Ci

CS

kV wzm P

C1

C2

C

BG AGH

129

zaś odpowiedź na wymuszenie skokowe E⋅ H(t) w dziedzinie czasu opisuje równanie

( ) ( ) ⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+

−+

=iii

o RCCt

CCCEtV exp (H.14)

Dla dwóch różnych wartości CZ otrzymujemy na tej podstawie układ dwóch równań

( ) ii RCC +=τ 11 oraz ( ) ii RCC +=τ 22 (H.15)

pozwalających obliczyć wartości wyznaczanych parametrów Ri i Ci.

Metoda powyższa rekomendowana jest dla wzmacniaczy napięciowych, gdy duże wartości Ri dają nawet przy małych wartościach Ci łatwo mierzalne wartości stałych czasowych. Literatura

[1] Badźmirowski K., Kołodziejski J., Spiralski L., Stolarski E.: Miernictwo elementów półprzewodnikowych i układów scalonych. Warszawa, WKiŁ 1983 [2] Spiralski L., Kołodziejski J.: Mikroelektronika. Miernictwo układów scalonych. War- szawa, WKiŁ 1977

BG AGH

130

DODATEK I Ilustracje poglądowe modułów oraz zestawów ćwiczeniowych

Moduły ćwiczeniowe wykonano w dwu wersjach: • w formie pokazanej na rysunku I1 (wersja podstawowa), • w formie wkładek systemu aparaturowego „STANDARD”. Rysunek I1 przedstawia rozwiązanie konstrukcyjne podstawowej wersji modułu ćwi-czeniowego. Stanowiący przedmiot ćwiczenia układ (DUT), zmontowany na uniwersalnej płytce montażowej, zamocowany jest między dwoma płytami osłaniającymi, związanymi wzajemnie za pośrednictwem słupków dystansowych. Płyta dolna stanowi podstawę mo-dułu, na górnej (czołowej) natomiast zamieszczono schemat ideowy badanego układu, a na jego tle zamontowano gniazda umożliwiające elektryczny dostęp do wybranych węzłów układu.

Do budowy drugiej wersji modułów wykorzystano elementy konstrukcyjne systemu aparaturowego STANDARD, a stosownie do potrzeb, badane układy wyposażono w uzu-pełniające obwody zasilania. W tej również wersji wykonano kilka niekonwencjonalnych pomocniczych bloków aparaturowych. Rysunki I2, I3 oraz I4 podają przykładowe zestawy ćwiczeniowe w konwencji systemu STANDARD.

W ćwiczeniu 15 (Liniowa bramka transmisyjna 1105) w charakterze modułu ćwicze-niowego wykorzystano oryginalny blok systemu CAMAC dostosowany do indywidualnej pracy poza kasetą.

Rys. I1. Wersja podstawowa modułu ćwiczeniowego

BG AGH

131

Rys

. I2.

Zes

taw

apa

ratu

row

y do

bad

ania

FIL

TRU

QU

ASI

-GA

USS

OW

SKIE

GO

- (Ć

wic

zeni

e 3)

WE

WY

C

R

MO

DUŁ

GSB

RE

GU

L.

WID

MA

WY →

OBS

W

E ←

IMP

W

Y G

EN

ER

ATO

RA

WE

MIE

SZ.

A B

C

WY.

MIE

SZ.

W

Y.G

EN.

MO

DUŁ

GSC

+M

FILT

R (

CR

-RC

) W

E

WY

P-2

P-1

E D

C B

A C

ZWÓ

RN

IK R

C

BG AGH

132

Rys

.I3.

Zest

awćw

icze

niow

ydo

bada

nia

STA

BIL

IZA

TOR

ASP

EKTR

OM

ETR

U–

(Ćw

icze

nie

16)

WY.

d.

W

Y.a.

W

E

ANAL

IZAT

OR

A-2

1

ANAL

IZAT

OR

A-2

1 W

Y.d.

WY.

a.

W

E

ANAL

IZAT

OR

A-2

1 W

Y.d.

WY.

a.

W

E

WE 2

INTE

GR

.RÓŻN

IC.

WE

1

WY

WE

2

WE

SC

ALE

R /

TIM

ER

P

-41

WE

mod

e G

ate

time

/ mul

tip.

Seco

nds

/ Pul

se

Sta

rt

Sto

p

re

set

Pow

er

iINTE

GR

ATO

R IL

L21

ZAKR

ES

WE

INTE

GR

ATO

R IL

L21

ZAKR

ES

ZAS

.WN

. Z

WN

-21

WY-

SON

DA-

ZASI

L W

Y

POL.

WY.

SIEĆ

- W

E

+

RE

G. W

ZMO

CN

IEN

IA

STAŁ

A C

ZASO

WA

WE 2R

EG

WN

W

Y W

N

ZAK

RES

Y

STER

WZM

AC

NIA

CZ

LIN

IOW

Y

WL-

41

BG AGH

133

Rys

. I4.

Zes

taw

ćw

icze

niow

y do

bad

ania

FIL

TRU

NIE

STA

CJO

NA

RN

EGO

- (Ć

wic

zeni

e 17

)

WY-

SON

DA-

ZASI

L W

Y

POL.

WY.

SIEĆ

- W

E

+

RE

G. W

ZMO

CN

IEN

IA

STAŁ

A C

ZASO

WA

FILT

R z

INTE

GR

.BR

AM

K.

[G

I-F]

TR

IG W

Y-B

r. W

Y-S

ygn.

WE

T BR

τ i

WY →

OBS

WZM

AC

NIA

CZ

LIN

IOW

Y

WL-

41

INTE

GR

ATO

R IL

L21

WE

ZAKR

ES

ANAL

IZAT

OR

A-2

1

A B

C

MO

DUŁ

GSB

M

OD

UŁ

GSC

+M

WE

WY.

d.

W

Y.a.

RE

GU

L.

WID

MA

WE ←

IMP

WE

MIE

SZ.

WY.

MIE

SZ.

W

Y.G

EN.

W

Y.

INTE

GR

ATO

R IL

L21

WE

ZAKR

ES

ANAL

IZAT

OR

A-2

1

Laboratorium elektroniki jądrowej Pwinntbg.bg.agh.edu.pl/skrypty3/0387/Korbel_laboratorium.pdf ·...

Documents

Transcript of Laboratorium elektroniki jądrowej Pwinntbg.bg.agh.edu.pl/skrypty3/0387/Korbel_laboratorium.pdf ·...