第章低雑音増幅器...M.Hamada System LSI Design 2018/11/2 3 of 40 雑音指数 S nin v S nout...

1 of 40M. Hamada System LSI Design 2018/11/2

第5章低雑音増幅器

システムLSI設計

2018/11/2

濱田基嗣


一般的な考察

入力整合の問題

LNAの回路構成

◼ インダクティブ負荷のソース接地増幅段

◼ 抵抗性の帰還を有するソース接地増幅段

◼ ゲート接地増幅段

◼ インダクティブディジェネレーションを有するカスコードCS段

◼ ノイズキャンセリングLNA

利得切り替え

帯域切り替え

高IP2のLNA

◼ 差動LNA

内容


雑音指数

S

inn

Sv

outn

kTR

V

kTRA

VNF

41

4

1

2

,

2

2

,

+=

=

信号源インピーダンスRS

（通常50W)の熱雑音を基準として

LNAにより付加される雑音（RS雑音を基準にして何倍入力換算）

50Wの抵抗の熱雑音は、0.91nV/√Hz(-174dBm/Hz)

@300K


NFと歪み

( )

Sv

mixn

LNA

Sv

mixnSLNAnv

tot

kTRA

VNF

kTRA

VkTRVANF

4

1

4

14

2

1

2

,

2

1

2

,

2

,

2

1

+=

++

=

フリスの式

2

,3

2

1

2

,3

2

,3

11

mixLNAtot IPIPIP

+=

実際は入力整合時は、1=2Av1

大きい方が良い

小さい方が良い

利得は大きい方が後段(ミキサ以降）の雑音の影響を排除できるが、線形性が厳しくなる


入力整合とリターンロス

インピーダンス不整合による信号電力の反射

Zin

2

Sin

Sin

RZ

RZ

+

−=

目安：-10dB (信号電力の1/10が反射）

W+ j2.3561


線形性

一般的に、信号振幅が大きくなる後段ブロックほど線形性の要求が厳しくなる

•••+=2

,3

2

1

2

,3

2

,3

11

mixLNAtot IPIPIP

例外）左図のように、FDDシステムにおいては、非常に大きな送信信号の漏れ電力(-20dBm !)が受信側に伝わるLNAの歪も重要に


帯域幅

信号帯域で1dB以内の平坦性を持つことが望ましい

信号帯域幅1dB

半値幅

比帯域とタンク回路のQ値の関係

Q

1=

帯域が広い通信規格では、Q値を低くする必要あり。

中心周波数を可変にすることで、高Qとしながら大きな比帯域に対応


一般的な考察


LNAの回路構成






利得切り替え

帯域切り替え

高IP2のLNA

◼ 差動LNA

内容



( )( ) DDmDmPSoutn kTRRgkTRgRRkTV 44//4 222

, ++=

電力利得RSとRPの熱雑音

M1の雑音負荷抵抗RD

の熱雑音

( ) ( )dB

RRRg

R

RRg

R

R

RNF

DPSm

S

PSm

S

P

S 3////

1222

+++=

Dm

SP

Pv Rg

RR

RA

+= から

入力端での実抵抗終端は許容できないNF劣化をもたらす


帰還容量による入力インピーダンス

( )

( )

( )( ) 1

1Im

1Re

222

22

222

2

++

+++=

++

++=

FLD

DmFLLDFin

FLD

FLDmFFDin

CCR

RgCCCRCY

CCR

CCRgCCRY

W

=50

1Re inY

入力整合のために

とできるか？

W=

=

=

=

100

,4

,30

,10

D

Dm

L

F

R

Rg

fFC

fFC

を想定すると、

W

=k

Yin8.7

1Re

となり、整合条件から大幅にずれる。

典型的な値として


一般的な考察


LNAの回路構成






利得切り替え

帯域切り替え

高IP2のLNA

◼ 差動LNA

内容


インダクティブ負荷のCS

実抵抗負荷：・直流電圧降下が発生し出力動作レンジが狭く、低電圧動作が困難・RCによる低域通過特性となり高周波動作が困難・入力整合が困難

電圧降下発生

インダクタ負荷：・直流電圧降下が発生しない。・LCによる帯域通過特性となり高周波動作に向く・入力整合は？


ωc=1/RLCP

ω

G=gm×Z(ω)

p

m

pL

LmC

g

CRRgBWG ==

1

○ 入力終端抵抗(50Ω）の熱ノイズ ⇒ NF劣化○ 寄生容量(Cp) ⇒ 動作帯域制約※ 高周波で所望利得を確保するには

gm ↑ ⇒ 電流増

50Ω

RL

Cp

Vbias

Input

Out

信号振幅～μV

抵抗負荷のCS


CpInput

Out

信号振幅～μV

Rp

Ld

L

2ωc

ωo=1/√LCP

ω

G=gm×Z(ω)

s

gs

m

gs

sgin LC

g

sCLLsZ +++=

1)(

○ ソース側インダクタで入力整合 ⇒ NF劣化小○ 寄生容量に流れる信号電流を負荷インダクタで補償⇒ 電流増やさずにLC共振点付近に利得ピーク移動※ ただし、インダクタのQが低いと共振点での利得低下

インダクティブ負荷のCS

sL

gL


インダクティブ負荷のCS（Zin）

( )

( ) ( )( )

( ) ( ) ( )( )

D

CLRgCCRLgCRCCLZ

sCRgsLgCRsCL

sCCRsCCL

I

VZ

ZVgIsC

IV

SmFSmSFin

FSmmS

FSF

X

Xin

TXmX

F

XX

22

11111

2

11

11

2

11

1

2

11

11Re

1

1

+−+++−+−=

++++

++++==

−+=

Re{Zin}がある周波数で負となりうる（負性抵抗）→ 安定性に影響


抵抗性の帰還を有するCS（利得）

Fm

X

out

outFXmX

m

in

RgV

V

VRVgV

gR

1

1

1

1

1

−=

=−

=

Xm Vg 1

S

F

S

FV

S

F

X

out

S

m

R

R

R

RA

R

R

V

V

Rg

−

−=

−=

=

2

11

2

1

1

11 とすると（入力整合条件）


抵抗性の帰還を有するCS（NF）

( ) ( )

( )( )

44|

2

1//1

1

4|

2

212,1

2

,

1

2

,

SFmmMMoutn

SFSF

S

F

m

out

FRoutn

RRggkTV

RRRRR

R

gR

kTRVF

++=

+=+

+=

=

( )( )

( )

dBRgR

R

RggR

R

R

RR

RRgg

R

RR

RNF

Sm

F

S

Smm

F

S

S

FS

SFmm

S

FS

F

34

1

41

11

41

2

21

2

2

21

2

+++

+++

−

+++

−

+=

：帰還抵抗の雑音

RFの寄与 M1の寄与 M2の寄与


PMOSを駆動素子として利用すると

M2を負荷ではなく、駆動素子として使うことで利得を稼ぐ


インダクティブディジェネレーションCS

1

11

1

1

1

1

GS

m

GSX

Xin

GS

XmXP

C

LgsL

sCI

VZ

sLsC

IgIV

++==

+=

実抵抗を使わずに、Zinの実部を形成することが可能

リアクタンス分は入力に直列Lgを配置して消す

S

GS

m RC

Lg=

1

1

整合条件


NFの計算

( ) ( )

( ) ( )

( )

m

GSSn

m

GSSoutin

GSG

nout

m

GSSGSGoutin

GSoutGSGSin

nmout

g

CjRI

g

CjRjLIV

CLL

IIg

sCRsCLLsLIV

sCVIsLVsCVsLRV

IVgI

011

0101

2

011

11

2

111

111111

11

1

−

+=

=+

−+++

+=

++++=

+=

−

S

T

in

out

T

GS

mS

GS

m

m

GSSin

out

RV

I

C

gR

C

Lg

g

CRL

V

I

1

2

,

1

0

11

1

110

=

=

+

=

から

:対象の周波数(0)での共振条件

トランスコンダクタンスはL1,LG,gmに依存しない


NFの計算

2

0

1

2

,

1

+=

=

T

Sm

mM

outn

RgNF

gkTI

2

0

1

1,

1

1

11

111,

011

0101

n

Moutn

S

GS

m

GSSm

GSSnMoutn

m

GSSn

m

GSSoutin

II

RC

Lg

CRLg

CRII

g

CjRI

g

CjRjLIV

=

=

+=

=−

+=

より

より、

S

T

in

out

RV

I 1

2 0

=

回路のトランスコンダクタンス

で割り入力換算雑音電圧に変換


カスコードデバイスの付加

01

1

1

0

2

2

L

R

R

R

V

V

S

T

in

out

=

=

S

T

in

out

RV

I 1

2 0

=

から、

出力と入力をアイソレートすることで、ゲートオーバーラップ容量による負性抵抗の出現を抑制


設計手順

( )( )2

0

11

1=

++ padGSG CCLL

ST

padGS

GS RLCC

C=

+1

2

1

1

入力端が対象周波数(0)で共振するための条件

2

011

+=

T

Sm RgNF

入力整合条件（パッドの寄生容量込み）

01

11

0 22

L

R

R

R

V

V

S

T

in

out ==

電圧利得

2

0

1

1=

CLD

出力端共振周波数


設計例

目標NFは1.5dB程度上記回路の消費電力は？


ゲート接地型入力段

dBR

R

RgR

R

RgNF

S

Sm

S

Sm

341

111

1

1

++=

+++=

広い帯域で入力整合が取りやすいが、インダクティブディジェネレーション型CSよりNFは悪い


ノイズキャンセリングLNA

増幅器内部に、雑音は同相、信号は逆相で変化する2箇所のノード(X, Y)があれば、それらを減算（一方を反転増幅した後加算）することで雑音のみキャンセルできる

ただし、キャンセルできるのは増幅段で発生する雑音のみ（信号源インピーダンスや出力段負荷の雑音は除去できない。）

反転増幅


ノイズキャンセリングLNA

S

FSF

R

RRA

+=

S

FFm

R

RRg −=− 11

雑音キャンセルのためA1=-AFとすればよい

信号の本来の利得は、

+−

S

F

R

R1

補助アンプ経路の利得は、

両者を加算すると、S

F

R

R2−

よって、VinからVoutは、S

F

R

R−


ノイズキャンセリングLNA（例）

S

FF

R

RA +=1

3

21

m

m

g

gA −=

インダクティブディジェネレート型CSにくらべ、広帯域で入力整合と利得平坦性が確保しやすい（マルチバンド、マルチモード受信機等に向く）


LNAの製品例（米Skyworks）

Ref.) http://www.skyworksinc.com/uploads/documents/RFX8051B_DataSheet.pdf

CMOSプロセス

802.11a/n/ac


LNAの製品例（独インフィニオン）

Ref.)http://www.infineon.com/dgdl/Infineon-RF+Front+End+Solutions+for+Mobile+Applications-BC-v01_00-

EN.pdf?fileId=5546d46254e133b401552f350ee3697c

4G

GPS

SiGeプロセス


一般的な考察


LNAの回路構成






利得切り替え

帯域切り替え

高IP2のLNA

◼ 差動LNA

内容


利得切り替えの必要性

用途によって入力信号強度が-110dBm～-10dBmまで変化しうる

利得切り替えにより広いダイナミックレンジに対応

利得切り替え機能に要求されること(1)入力整合に影響を与えない(2)細かい利得ステップを提供(3)利得切り替えの導入に伴いLNAの特性劣化を生じさせない

(4)強入力(低利得設定)時に線形性が改善される


CS増幅段で利得を切り替えたらどうなる？

M1bを使用するか否かで入力段のgmの値を切り替えると…

Tは一定のため、Re{Zin}は一定であるが、Im{Zin}は変化し入力整合がずれる。


負荷もしくはカスコード段で利得切り替え

インダクタ負荷と並列に可変抵抗を入れて負荷の値を調整

カスコード段に流れる電流をM3に分流して、M2経由で負荷に流れる信号電流を調整

利点：カスコードデバイスにより出力端の変化が、分離されるため入力整合への影響が小さい。線形性はどうか？


強入力時のLNAのバイパス

基地局の近くなどでは非常に強い信号が入力LNAも歪むため、LNAをバイパスして、ミキサに信号を伝送（場合によっては、信号を減衰させることも…）


帯域切り替え

比帯域の大きな無線規格→タンク回路のQ値を上げることができない→利得低下、NF劣化対策：チャネルごとに中心周波数を切り替え

キャパシタの切り替えによる、共振周波数の切り替え

上図(a), (b)どちらが良いか？


帯域切り替え

マルチバンドやマルチモード受信機のような、複数の離れた周波数バンドに対応するには？容量スイッチを使った場合の問題は？


一般的な考察


LNAの回路構成






利得切り替え

帯域切り替え

高IP2のLNA

◼ 差動LNA

内容


高IP2のLNA(差動構成)

I

inV

DI

inV

dI

inV

dI

差動構成にすると、I-V特性が原

点を中心に点対称（奇関数）となり、偶数次歪みが発生しない（実際には素子バラツキのため多少の偶数次歪みは発生する）

高IP2のLNAを構成可能（ダイレクトコンバージョン方式で特に重要）

単相差動


おわり

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